CC BY
37
2. Технологический контроль размеров в микроэлектронном производстве / Быстров Ю. А., Колгин Е. А., Котлецов Б. Н. - М.: Радио и связь, 1988. - 168 с.
3. Невлюдов И. Ш., Стародубцев Н. Г. Контроль толщины полупроводниковых пластин в процессе производства. // Ав1ацшно-косм1чна техшка \ технолопя. - 2003. -Вип. 4. - С. 112-116.
4. Невлюдов И. Ш, Стародубцев Н. Г. Моделирование процесса автоматизированного контроля формообра-зова-ния полупроводниковой пластины. // Ав1ацшно-косм1чна технта \ технолопя. - 2003. - Вип. 3. - С. 102-107.
Надшшла 5.07.04 Шсля доробки 18.04.05
Пропонуеться метод контролю товщини натвпров1дни-ковоЧ пластини в процес1 виробництва, що дозволяе тдви-щити його продуктивтсть г ятсть вироб1в. Для перев1рки
çanponoHoeanux meopemmnux noëoxenb npoeedeno eucne-puMenmaëbHi docëidxeHHM, HaeedeHo onuc eucnepuMeHmaëbHoï ycmaHoeKu, Memoduuu npoeedeHHM euMipie, HaeodambCM peçyëbmamu.
The quality monitoring of thickness of a semi-conductor plate is offered during the manufacture, allowing to raise productivity and quality of products. For check of the offered theoretical positions experimental researches are carried spent, the description of experimental installation, a technique of realization of measurements is given, results are resulted.
УДК 621.396.9
Д. M. Пиза, А. П. Залевский
ОСОБЕННОСТИ АДАПТАЦИИ ПРОСТРАНСТВЕННЫХ ФИЛЬТРОВ ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ КОМБИНИРОВАННЫХ ПОМЕХ
Рассмотрен пространственный фильтр с дискретной настройкой весовых коэффициентов. Оценена эффективность работы пространственного фильтра в различных режимах работы РЛС. Даны рекомендации по использованию алгоритмов работы формирователя весовых коэффициентов фильтра в зависимости от режимов работы РЛС.
ВВЕДЕНИЕ
В настоящее время основной тенденцией развития радиолокационных станций (РЛС) является повышение их помехозащищенности. Эффективным решением этой проблемы является использование в структуре станции пространственно-временной системы подавления помех. Поэтому, исследование потенциальной эффективности пространственных фильтров, где в качестве элемента адаптации используется автокомпенсатор помех, является актуальной задачей.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
В системах помехозащиты с пространственно-временной схемой построения, устройства первой ступени фильтрации, оказывают существенное влияния на работу устройств второй ступени. В РЛС пространственный фильтр (ПФ), подавляющий активные помехи в первой ступени, оказывает негативное влияние на устройство, осуществляющее доплеровскую фильтрацию полезных сигналов на фоне пассивных помех. Это обусловлено амлитудно-фазовой модуляцией пассивной составляющей комбинированной (активной +
пассивной) помехи в процессе самонастройки ПФ [1]. Для ослабления такого влияния используют ПФ с дискретным алгоритмом настройки весовых коэффициентов вектора. Период обновления весовых коэффициентов выбирается равным длительности частотной пачки. Однако опыт эксплуатации таких фильтров, показывает, что эффективность их работы может значительно зависеть от режимов работы РЛС. Поэтому основной задачей, решаемой в данной работе, является оценка эффективности работы ПФ с дискретным вычислением весового вектора в зависимости от темпа вращения антенны и от длительности периода повторения зондирующих импульсов.
АЛГОРИТМ РЕШЕНИЯ
В качестве оценки эффективности работы ПФ будем использовать коэффициент подавления активной помехи Кп. Будем считать, что элементом адаптации пространственного фильтра является автокомпенсатор с обратными корреляционными связями [2], структурная схема которого приведена на рис. 1.
На рис. 1 обозначено: X - комплексная составляющая сигнала основного канала приема, Р - комплексная составляющая сигнала дополнительного канала приема, Ш - комплексный весовой коэффициент, и -сигнал на выходе компенсатора, УДФ - устройство доплеровской фильтрации.
Проведем исследование поставленной задачи путем полунатурного моделирования с использованием типовых значений параметров современных РЛС.
1 I * Р(х) = ехР 1--2
л/2пст [ 2ст2
(4)
Рисунок 1 - Обобщенная структурная схема ПФ с обратными связями
Если выражения для входного и выходного воздействия представить в виде:
X = X ' + /X", Р = Р' + ]Р", и = V + )'и",
(1)
то математическую модель работы формирователя весовых коэффициентов можно описать следующими выражениями:
W1[n] = Ш1[п - 1 ] + цV'[п]Р'[п], W2[п] = W2[п - 1 ] + ци"[п]Р'[п], W3[п] = Ш3[п - 1] + ци"[п]Р"[п], W4[n] = Ш4[п - 1 ] + цV'[п]Р"[п], (2)
где Ж1[п], ^2[п], ^з[п], ^4[п] - весовые коэффициенты, п - дискретное время, ц - коэффициент сходимости, величину которого выберем равной 0,5.
Сигнал на выходе автокомпенсатора запишем в виде выражений:
V' 1[п] = X' 1 [п] - W1[п - 1 ]Р'[п] - W2[п - 1]Р"[п], и"1[п] = Х"1[п] - W3[п - 1 ]Р"[п] - W4[n - 1 ]Р'[п] .(3)
Вычисление весового вектора будем производить в конце дистанции последнего периода повторения зондирующего импульса частотной пачки. Это объясняется тем, что в этом случае существенно уменьшается влияние пассивной помехи на вычисление весовых коэффициентов, поскольку одним из параметров, определяющих интенсивность пассивной помехи, является дальность.
В качестве входного воздействия используем активную помеху с нормальным законом распределения:
где р(х) - дифференциальная плотность вероятности, ст - дисперсия помехи. Отношение активная помеха/шум при моделировании было принято равным 72 дБ.
Собственные шумы приемных трактов основного и дополнительного каналов будем моделировать независимыми случайными процессами с нормальным законом распределения. Среднеквадратические значения собственных шумов в обоих каналах выберем равными двум-трем младшим разрядам при аналого-цифровом преобразовании.
Для определенности будем считать, что вращение антенны осуществляется с темпом 6 об/мин или 12 об/мин, период повторения зондирующих импульсов Гп редкий - 750 Гц, частый - 1500 Гц, количество импульсов запусков в частотной пачке - 8, один запуск содержит 300 дискретов дальности.
Эффект сканирования антенн основного и дополнительного канала учтем путем изменения во времени отношения амплитуд помех в каналах приема, а также изменением межканальной разности фаз. Анализ амплитудных диаграмм направленности основной и дополнительной антенн показал, что изменение отношения амплитуд помех в каналах приема на интервале величиной 10Гп (режим редкого запуска), линейно возрастает со скоростью 2 дБ/градус. Анализ фазовых диаграмм антенн показал, что межканальная разность фаз, на интервале величиной 10Гп, возрастает линейно со скоростью 2° фазового набега при прохождении антенной одной минуты в азимутальной плоскости.
Входные воздействия на автокомпенсатор в основном и дополнительном каналах можно представить в виде:
Хп = (|и апп| еХР (Ф))х(|А оси] еХР( ->оснп )) +
+ |и шоснп| еХР(-/Фш ) , (5)
где Vап | - значение модуля амплитуды активной помехи в п-й момент времени, |ишосн | - значение модуля амплитуды собственного шума приемного тракта основного канала, А - значение функции диаграммы
I оснп1
направленности антенны основного канала в п-й момент времени (учитывающий темп вращения антенны), Ф, фш, фосн - соответственно фаза активной помехи, фаза собственного шума и значение фазового набега в п-й момент времени.
Р =
= (| иап1еХр(-'ф)) Х (|Адоп1еХр(-/фдопп)) +
+ V
п\ еХР (-/Фшдоп ) ,
46
1607-3274 «Радiоелектроиiка. 1нформатика. Управл^ни» № 1, 2005
где иап | - значение модуля амплитуды активной помехи в п-й момент времени, |идопш | - значение модуля амплитуды собственного шума приемного тракта до-
полнительного канала, А
значение функции ди-
аграммы направленности дополнительного канала в п-й момент времени (учитывающий темп вращения антенны), ш, ф„1Т1„ „, ф - соответственно фаза актив" т> ~гшДоП> тдопп ^
ной помехи, фаза собственного шума и значение фазового набега в п-й момент времени.
Подставив все значения в выражения (5) и (6), а затем в формулу (3), получим математическую модель работы ПФ в различных режимах работы при воздействии активной помехи. Полученная математическая модель позволяет произвести оценку эффективности работы автокомпенсатора с дискретным вычислением весового коэффициента в зависимости от скорости вращения антенны, а также от величины периода повторения зондирующих импульсов.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
В результате моделирования были получены графики, характеризующие зависимость коэффициента подавления активной помехи от темпа вращения антенны и от величины периода повторения зондирующих импульсов. На рис. 2 и 3 приведены графики входного воздействия на ПФ активной помехи в зависимости от режимов работы станции (изображены более светлым тоном), графики отклика ПФ, изображены более темным цветом. Причем графики, представленные на рисунках, получены для случая, когда адаптация весовых коэффициентов ПФ завершилась в момент времени t =0. Очередной интервал настройки весовых коэффициентов, в соответствии с оговоренными исходными данными условиями моделирования начинается в момент времени 8Тп. Из рис. 2, 3 следует, что из-за деградации весовых коэффициентов на интервале [0...8Тп] уровень помехи на выходе ПФ увеличивается, особенно, при темпе обзора пространства 12 об/мин и частоте зондирующих импульсов 750 Гц (при большем значении Тп). Графики, изображенные на рис. 4 и 5, показывают зависимость коэффициента подавления помехи автокомпенсатора в зависимости от режима работы РЛС.
Анализ рис. 2, 3, а также рис. 4, 5 показывает, что самым неблагоприятным режимом работы, с точки зрения эффективности подавления активной помехи, является режим с высоким темпом вращения антенны и редким запуском. Причиной ухудшения качества компенсации активных помех является изменение межканальных соотношений амплитуд и межканальной разности фаз сигналов в паузах между моментами самонастройки весовых коэффициентов.
Рисунок 2 - График входного воздействия (светлый) и выходного отклика (темный) при темпе вращения 12 об/мин и частоте зондирующих импульсов 750 Гц
Рисунок 3 - График входного воздействия (более светлый) и выходного отклика (более темный) при темпе вращения 6 об/мин и частоте зондирующих импульсов 1500 Гц
Рисунок 4 - Зависимость коэффициента подавления активной помехи при 12 об/мин 750 Гц
Рисунок 5 - Зависимость коэффициента подавления активной помехи при 6 об/мин 1500 Гц
ВЫВОДЫ
В результате проведенных исследований получена оценка эффективности работы автокомпенсатора с дискретным режимом настройки весовых коэффициентов в зависимости от режимов работы РЛС. Дискретный режим настройки является не эффективным при высоких темпах вращения антенны и низкой частоте повторения. Это позволяет сделать следующий вывод: при превышении на большей части периода повторения зондирующих импульсов (развертке дальности) активной помехи над пассивной, предпочтительно применение режима с настройкой весовых коэффициентов в каждом периоде запуска.
Однако, в дальнейшем созданную математическую модель пространственного фильтра необходимо дополнить устройством доплеровской фильтрации, произвести оценку эффективности выделения полезного сигнала на фоне пассивной помехи и сформировать рекомендации относительно режима работы ПФ в условиях воздействия комбинированных (активных + пассивных) помех
с учетом модуляционных свойств автокомпенсатора в процессе самонастройки.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Пиза Д. М., Чернобородое М. П., Мейстер Ю. Л. Пространственно- (поляризационно-) временная фильтрация сигналов на фоне комбинированных помех. //
Радюелектрошка, шформатика, управлшня. - 2001. -№ 2. - С. 41-43.
2. В. А. Лихарее. Цифровые методы и устройства в радиолокации. - М.: Сов. Радио, 1973. - 453 с.
Надшшла 12.07.04 Шсля доробки 20.05.05
Розглянуто просторовий ф1льтр i3 дискретним настроюванням вагових коефiцieнтiв. Оцтено ефек-тивтсть роботи просторового фiльтра у рiзних режимах роботи РЛС. Дано рекомендацИ з використання алгоритмiв роботи формувача вагових коефiцieнтiв фiльтра в залежностi вiд режимiв роботи РЛС.
The spatial filter with discrete adjustment of weight coefficient constructed on the basis of jamming-canceller is considered. The overall performance of the spatial filter in various mode of operations radar is estimated. The recommendations for use of algorithms of jammer-canсeller are given depending on modes of operations radar.
УДК 621.313.132
С. В. Плаксин, Ю. В. Шкиль
НАВИГАЦИОННАЯ СИСТЕМА МАГНИТОЛЕВИТИРУЮЩЕГО ЭКИПАЖА НА ОСНОВЕ СИНХРОНИЗИРОВАННЫХ
СВЧ ГЕНЕРАТОРОВ
Представлена концепция построения информационно-управляющей навигационной системы высокоскоростного наземного транспорта на основе метода измерения фазовых соотношений между сигналами подвижного и неподвижного прецизионных генераторов СВЧ. Предлагается способ управления дискретными путевыми катушками линейного синхронного тягового электродвигателя (ЛСТЭД), учитывающий особенности энергоснабжения двигателя от распределенной фотоэлектрической энергосистемы.
ВВЕДЕНИЕ
К основным направлениям развития современной науки относятся направления, нацеленные на создание экологически чистых технологий, продуктов, материалов и т. д. Так, одним из актуальных направлений развития Евросоюза определен высокоскоростной наземный транспорт (ВСНТ) на экологически рациональных энергосистемах [1]. Одним из видов такого
48
транспорта является высокоскоростной наземный транспорт на магнитном подвесе. Внедрение этого несомненно перспективного вида транспорта сопряжено с необходимостью разработки системы управления и контроля движения, включая и оперативный контроль состояния путевой структуры [2]. Предлагаемая в данной работе информационно-управляющая навигационная система является составной частью высокоскоростной наземной транспортной системы, электропитание которой осуществляется от распределенной фотоэлектрической энергосистемы, представляющей собой совокупность большого числа расположенных вдоль перегона автономных фотоэлектрических путевых энергоустановок, предназначенных для прямого преобразования солнечного света в электрическую энергию, каждая из которых состоит из фотоэлектрической панели, электрического аккумулятора, инвер-
ISSN 1607-3274 «Радюелектрошка. 1нформатика. Управлшня» № 1, 2005
