CC BY
43
ОПТИМИЗАЦИЯ ИНФОРМАЦИОННЫХ ПОДСИСТЕМ СЛЕДЯЩИХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ ПРЕЦИЗИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ СЛЕЖЕНИЯ
И.Н. Жданов, В.М. Домрачев, К.М. Денисов
Рассматриваются вопросы, связанные с построением информационных подсистем прецизионных следящих электроприводов современных комплексов позиционирования и слежения. Предложены перспективные алгоритмы обработки информации датчиков угла поворота и скорости исполнительной оси.
При проектировании современных следящих электроприводов систем наведения квантово-оптических систем, к которым предъявляются повышенные требования по статической и динамической точности, целесообразно отказаться от согласующих редукторов, малонадежных исполнительных двигателей постоянного тока и перейти к безредукторным следящим электроприводам на основе бесколлекторных двигателей постоянного тока или вентильных двигателей.
Функциональная схема безредукторного электропривода каждой из осей опорно-поворотного устройства (ОПУ) комплекса представлена на рис. 1. Структурно электропривод содержит энергетическую и информационную подсистемы. Энергетическая подсистема определяет предельно достижимые динамические характеристики электропривода (максимальные скорости и ускорения следящей оси) и, в значительной степени, массогабаритные показатели систем управления. Информационная подсистема обеспечивает необходимые точности в заданных режимах работы привода.
Ф В АИН
^/с^д Ио
Рис. 1. Функциональная схема безредукторного электропривода
Энергетическая подсистема содержит силовой источник питания, автономный инвертор напряжения (АИН), синхронный электромеханический преобразователь (СД) и исполнительную ось как нагрузку электропривода (ИО). С валом СД жестко связаны роторы первичного датчика углового положения ротора СД (ДПР), первичного датчика скорости (ДС) и первичного датчика углового положения исполнительной оси (ДУ).
Микропроцессорная система управления (МПСУ) обеспечивает аналого-цифровое преобразование сигналов первичных датчиков координат, реализацию алгоритмов цифровых регуляторов, формирование шести каналов широтно-модулированных сигналов для управления ключами АИН, связь с компьютером или пультом управления и реализацию функций защиты и диагностики системы. МПСУ привода построена на основе управляющего компьютера (УК) и контроллера (К).
Система может работать в трех основных режимах: в режиме программного наведения, в режиме автосопровождения и в комбинированном режиме. Смена режимов осуществляется по командам от ЭВМ верхнего уровня.
Первичным вычислительным устройством системы является управляющий компьютер. Необходимость использования в данном случае именно полноценного компьютера, а не встроенного контроллера объясняется требованием реализации на нем в режиме реального времени, помимо задачи управления приводом, целого ряда задач визуализации, регистрации и управления работой системы в целом. Это, во-первых, требует реализации многозадачного режима работы в реальном времени, что подразумевает наличие многозадачной операционной системы. Во-вторых, необходимым является наличие большого объема оперативной и энергонезависимой памяти (накопители на жестких дисках или Flash-карты), а также мощных графических устройств визуализации и манипуляции. Все перечисленные требования в совокупности могут быть выполнены лишь на вычислительных устройствах класса управляющих рабочих станций.
Требование подключения датчика положения к управляющему компьютеру в режиме программного наведения определяет необходимость реализации алгоритма цифрового регулятора положения на этом компьютере. Он может быть реализован на центральном процессоре управляющего компьютера или, в случае повышенной вычислительной загрузки последнего, на встроенном сопроцессоре.
Выходным сигналом управляющего компьютера, с точки зрения системы управления приводом, является выходной сигнал контура цифрового регулирования положения, который, в свою очередь, является входным сигналом задания для контура регулирования скорости.
Задача контроллера (К) заключается в реализации алгоритмов цифровых регуляторов скорости и фазных токов двигателя, алгоритмов обработки сигналов бесконтактного тахогенератора (БТГ) и ДПР, формировании широтно-модулированных сигналов управления силовыми ключами АИН, а также в реализации функций защиты преобразователя и аварийного выключения привода.. Для взаимодействия управляющего компьютера и управляющего контроллера в стойке управления приводом они должны быть связаны посредством скоростного информационного канала.
Сигналы обратных связей для контуров регулирования фазных токов формируются с помощью датчиков тока фаз двигателя и поступают в аналоговом виде в контроллер (К). Они должны быть преобразованы в цифровые коды с помощью аналого-цифровых преобразователей. Выходные сигналы цифровых регуляторов тока преобразуются в набор широтно-модулированных сигналов для управления силовыми ключами преобразователя. Поэтому в состав управляющего контроллера приводом должен входить многоканальный широтно-импульсный модулятор.
В результате анализа современной микропроцессорной элементной базы была установлена целесообразность и возможность реализации всех перечисленных функций на основе DSP-контроллеров, специализированных для управления полупроводниковыми преобразователями. К их числу относятся микроконтроллеры семейств ADMC300, ADMC400 фирмы Analog Devices. Большинство современных микроконтроллеров, обладающих встроенными широтно-импульсными модуляторами, способны формировать не более 6 каналов ШИМ первого рода. В микроконтроллерах ADMC имеется возможность изменять требуемую длительность импульса ШИМ дважды за период, что является первым приближением к ШИМ2.
В качестве ДУ наиболее широко применяются вращающиеся трансформаторы. Одна из особенностей ВТ - относительная сложность обработки их выходных сигналов для получения информации о положении вала двигателя. Существует несколько способов решения данной задачи [2, 3]. Для обеспечения требуемых точностных и динамических
показателей, предъявляемых к организации канала обратной связи по положению, рекомендуется использовать микропроцессорную систему обработки сигналов СКВТ [4]. Структурная схема данной системы приведена на рис. 2.
Использование данного метода позволяет уменьшить погрешность определения угла до единиц угловых секунд [5]. Для повышения точности предлагается использовать способ, предложенный в [1]. Данный способ позволяет компенсировать погрешность первичного преобразователя с характером изменения по углу вида sin 4а и sin 8а. При реализации способа с помощью микроконтроллера, выполняющего вторичное преобразование сигналов СКВТ в код, не требуется производить каких-либо аппаратных изменений схемы. В отличие от предложенного в [1] конструктивного решения, программная реализация данного алгоритма позволяет без существенных затрат компенсировать и более высокочастотные составляющие погрешности. Результирующая погрешность не превышает уровня нескольких десятых долей угловой секунды.
Рис. 2. Структурная схема обработки сигналов СКВТ
Важным фактором является скорость передачи информации об угле положения вала двигателя от вторичного преобразователя контроллеру и управляющему компьютеру. По этому поводу было реализовано несколько аппаратных решений.
1. Разработана микропроцессорная система, состоящая из платы с контроллером PCI-интерфейса и контроллером, обеспечивающим обмен информацией между вторичным преобразователем, управляющим компьютером и контроллером. Выходной параллельный 22-битный код вторичного преобразователя с помощью мультиплексора и регистра преобразуется в 3 последовательные серии по 8 бит и передается на контроллер связи (КС). КС передает информацию по PCI интерфейсу в УК и получает от него угол задания, который по последовательному (RS-232, RS-485) интерфейсу передается в контроллер К (рис. 3, а). Такая схема полностью себя оправдывает при управлении двигателем постоянного тока, однако при использовании СД возникают трудности, поскольку информация о положении также необходима для формирования сигналов управления в контуре тока. Таким образом, необходима передача информации сразу двум приемникам.
2. Информация от вторичного преобразователя считывается напрямую контроллером связи. Дальнейшая передача информации происходит по CAN-интерфейсу (рис. 3, б). В качестве контроллера связи использован микроконтроллер ADuC7026 и микросхема CAN-интерфейса. Использование данного интерфейса по-
зволяет передавать информацию на большие расстояния со сравнительно высокой скоростью и оставляет возможность для подключения большего числа приемников/передатчиков. Контроллер управления приводом также должен иметь CAN интерфейс.
в
Рис. 3. Функциональные схемы канала обратной связи по углу положения
3. Информация с ДПР поступает только на контроллер управления приводом К для формирования контура тока, а с ДУ через КС - на УК. Такой вариант наиболее затратен.
4. Информация, необходимая для замыкания контура положения, вырабатывается вторичным преобразователем ВП, а затем через контроллер связи поступает в УК. Необходимую для замыкания контура тока информацию об угле можно получить, реализовав соответствующий алгоритм на КС (рис. 3, в). Для замыкания контура тока 22-битный код углового положения является избыточным, 14-разрядного кода более чем достаточно. С другой стороны, ВП выдает код с частотой единицы кГц, что является недостаточным. Реализация менее точной обработки сигналов СКВТ позволит повысить скорость обновления информации до 20 кГц.
Проблемным остается вопрос получения информации о скорости исполнительной оси при инфранизких скоростях слежения (до единиц угловых секунд за секунду). Перспективно применение для этих целей бесконтактных шестифазных синхронных тахогенераторов.
На выходе 6-фазного тахогенератора имеются 6 сигналов, изменяющихся при вращении вала по синусоидальному закону и сдвинутых друг относительно друга на 60 градусов. Для получения информации о скорости вращения вала двигателя необходимо выполнить преобразование этих 6 сигналов к одному сигналу постоянного тока. При решении такой задачи традиционными способами уровень пульсаций выходного напряжения недопустимо велик, а применение фильтра невозможно вследствие того, что приходится работать при вращении с инфранизкими скоростями.
Для уменьшения пульсаций выходного сигнала предлагается перейти от 6-тфазной к 12-фазной системе. Это легко достигается при попарном суммировании сигналов, сдвинутых на 60 градусов (и1 и и2, и2 и и3, и3 и и4, и4 и и5, и5 и и6, и6 и и1). Затем осуществляется суммирование модульных значений напряжений полученной 12-фазной системы (рис. 4). Причем напряжения, проходящие на сумматор, определяются в зависимости от текущего угла положения вала двигателя. Коды, соответствующие прохождению каждой из фаз, представлены на рис. 5.
Расчеты показывают, что сформированный таким образом сигнал Итг в виде напряжения постоянного тока при исходных синусоидальных сигналах и1 - и6 имеет
пульсацию, не превышающую 3,4 % от единичного сигнала, частота изменения которой в двенадцать раз превышает частоту изменения фазных сигналов ТГ (пульсации без перехода к 12-фазной системе составляют 16%). Сглаживание такой пульсации до допустимого уровня не обеспечивает качественного управления. Отсюда возникает требование по минимизации пульсаций.
|u1|
|u2|
|u3|
|u4|
|u5|
|u6|
t n1
* n3
т n5
т n1
t n3
т n5
y n2
шт
Рис. 4. Структурная схема обработки сигналов тахогенератора
Рис. 5. Сигналы управления коммутацией фаз
Первый вариант коррекции пульсаций начального сигнала UTr состоит в следующем. Корректирующее напряжение UK образуется определенной коммутацией модульных значений 12-фазной системы (рис.6,7). С учетом тождественности (с определенной степенью точности) характера изменения сигналов пульсации и UK происходит понижение уровня пульсации.
Расчеты показывают, что при таком варианте коррекции суммарный сигнал U-гп = UTr + UK имеет пульсацию Лк на уровне 0,9 %, т.е. обеспечивается почти четырехкратное снижение пульсации по отношению к начальной пульсации. Необходимо отметить положительный момент — частота пульсации сигнала UTr1 в два раза превышает частоту пульсаций сигнала UTr.
При втором варианте предполагается скорректировать сигнал Utt следующим образом. Зависимость пульсаций UTr в пределах электрического периода ТГ с определенной степенью достоверности соответствует зависимости вида | sin 6а |, которая может быть
сформирована соответствующим преобразованием значений кода угла в код поправки. Расчетные значения пульсации напряжения после коррекции не превышают уровня 0,21%.
|И1|
|и2|
|и3|
|и7|
|и8|
|и9|
N7
N8
"N9
ЩД.
итг
У
р
N11
N12
ик
У
Итг1
Рис. 6. Структурная схема обработки сигналов ТГ с коррекцией
б
N1 N2 N3 N4 N5 N6
Рис. 7. Сигналы управления коммутацией фаз в схеме с коррекцией
Рис. 8. Характер пульсаций сигнала ТГ после обработки
Третий вариант коррекции по своей технической сути соответствует ранее рассмотренному варианту, но в нем уже коррекции подвергается напряжение Utti, пульсация которого в пределах электрического периода ТГ характеризуется зависимостью = | sin12a| . Код коррекции формируется по значениям кода угла. Максимальное расчетное значение пульсации тахометрического сигнала соответствует значению порядка
0.08.. Характер пульсаций при первом, втором и третьем вариантах коррекции представлен на рис. 8.
При работе с 6-фазной системой и последующим выпрямлением и суммированием напряжений не удается обеспечить выполнение требований, предъявляемых к современным прецизионным позиционным приводам; после осуществления предложенной коррекции напряжение Utt соответствует требованиям, предъявляемым к выходному напряжению ТГ постоянного тока, а динамические и точностные показатели системы существенно повышаются и удовлетворяют заданным параметрам.
Реализация алгоритмов коррекции может быть возложена на КС, либо, в зависимости от конкретной задачи, может быть выполнена на интегральной схеме Altera.
Заключение
Для обеспечения высокой точности слежения и качественной динамики системы необходимо обладать точной информацией об угле положения и скорости вращения вала двигателя. Предложены перспективные алгоритмы обработки информации датчиков угла поворота и скорости исполнительной оси, позволяющие устранить шумы и получить код угла и скорости с требуемой точностью. Реализованы аппаратные решения организации информационной подсистемы следящего электропривода. Использование предложенных методов обеспечивают точность наведения на уровне десятков угловых секунд.
Литература
1. Воронин Н.Н., Домрачев В.М., Сигачев И.П., Тимашов Н.А. Высокоточный цифровой преобразователь угла // Измерительная техника. 2004. №2. С. 20-24.
2. Вульвет Дж. Датчики в цифровых системах. - М.: Энергоиздат, 1981.
3. Домрачев В.Г., Матвеевский В.Р., Смирнов Ю.С. Схемотехника цифровых преобразователей перемещений. - М.: Энергоиздат, 1987.
4. Жданов И.Н., Денисов К.М. Микропроцессорная система обработки данных СКВТ в системе электропривода. / XXIX неделя науки СПбГТУ. Часть V. СПб: СПбГТУ, 2001.
5. Жданов И.Н. Моделирование микропроцессорной системы обработки сигналов СКВТ для прецизионного электропривода. // Вестник конференции молодых ученых СПбГУ ИТМО. Сборник научных трудов. Т. 2. СПб: СПбГУИТМО, 2004.
