CC BY
48Компоненты и технологии, № 2'2005
Оптимизация электромагнитной совместимости электронных устройств
на основе 3D-отображения и классической теории цепей с распределенными параметрами
У радиолюбителей 80-х прошлого века было в ходу выражение: «Правильно собранная схема работать не должна». Эта шуточная фраза подразумевает не только возможность появления ошибок в разработке схемы электрической принципиальной, но и вероятные просчеты в топологии и конструировании. Современные достижения, в первую очередь в программировании и моделировании, позволяют не только снизить процент ошибок, но и уменьшить издержки на эскизные и опытные образцы. Предлагаемая статья продемонстрирует один из возможных путей современного решения данной задачи.
Владимир Силкин
sivlan@rambler.ru
)
Предисловие
Существует огромное количество вероятных ошибок в разработке радиоэлектронных схем. Не претендуя на классическое определение, можно выделить следующие направления: вариантное, схемотехническое, конструктивное или топологическое. Худо-бедно, но первые два пункта в современной практике
42
Сп
Рис. 1. Цепь коммутации IGBT-инвертора
нь
Эпуег 1-21
±УСг 1 к
1^3оп 1гЧ
чь
Т1
Сз1
нь
Эпуег 1-22
±уВг 1 к
^Ооп гч
чь
Т2
С32
Л ф
01
С41
-Ш-
Ф
02
С42
•-52
поддаются достаточно точному решению. Это связано с развитием теоретических знаний в данном направлении и сравнительно небольшим объемом информации, используемой в указанных направлениях, по сравнению с возможными вариантами в двух других. Относительно точному моделированию поддается и топология в плане. Совсем другое дело — объемный макет разработанной схемы. Он подразумевает наличие как планарных паразитных связей и других паразитных явлений, так и наличие паразитных электромагнитных излучений в трехмерном объеме, описываемых классической теорией цепей с распределенными параметрами. Связав современные достижения в 3D-моделировании изображений и классической теории цепей с распределенными параметрами, попытаемся представить возможные пути снижения паразитных электромагнитных излучений.
Оптимизация распределенных параметров
Для начала рассмотрим вопрос паразитных индуктивностей и емкостей.
В свете рассматриваемого вопроса весьма показательны достижения фирмы SEMIKRON. Приведем в качестве иллюстраций материал, опубликованный компанией [3]. Для анализа влияния паразитных индуктивностей и емкостей в преобразователе будет достаточно разобрать одну цепь. На рис. 1 показана цепь коммутации IGBT-инвертора с паразитными элементами, которая содержит источник постоянного напряжения Vd (соответствует напряжению Vk) и два IGBT-ключа в по-лумостовой конфигурации с драйверами и антипарал-лельными диодами. На полумост подается напряжение питания Vd, а коммутационное напряжение ^, также приложенное к конденсатору Cd, является результатом протекания коммутационного тока полумоста %. Ток ^ — выходной ток усилителя, проходящий через силовой транзистор и соответствующий оппо-зитный диод. Драйвер формирует двуполярное напряжение управления ±VDR и имеет выходной импеданс RGon/RGoff для режимов включения и выключения.
Компоненты и технологии, № 2'2005
Влияние паразитных элементов
Общая индуктивность
В коммутационной цепи, образованной элементами Т1 и D2, участвуют паразитные индуктивности Ljj, L61, L31, L41, L72, L52 и L12; в цепи, образованной T2 и D1, — это L11, L71, L51, L62, L32, L42 и L12. При включении транзистора суммарная паразитная индуктивность соответствующей цепи ограничивает скорость нарастания тока, за счет этого несколько снижаются потери включения.
При выключении транзистора наличие распределенных индуктивностей приводит к возникновению переходных перенапряжений и росту потерь выключения. Перенапряжения на индуктивностях линий связи вызываются также токами обратного восстановления оп-позитных диодов. Пиковое значение тока обратного восстановления Irrp связано с зарядом обратного восстановления Qrr с помощью соотношения Qrr = (Irrp х trr)/2, где trr — время обратного восстановления.
Этот эффект особенно заметен при коротких замыканиях и перегрузках. Кроме того, вместе с паразитными емкостями могут возникнуть нежелательные высокочастотные колебания. Поэтому очень важно минимизировать индуктивности в цепи коммутации преобразователей с жесткой коммутацией. Кроме L11 и L12, все индуктивности являются паразитными распределенными индуктивностями шин, на которые пользователь не может влиять. Поэтому производители силовых модулей продолжают работать над минимизацией внутренних индуктивностей и улучшением технологии сборки модулей.
В справочных данных SEMIKRON приводит внутренние индуктивности относительно выводов модуля (например, SKM100GB: Lce = max 30 нГн). Если для формирования полумоста используются одноключевые модули (1 IGBT/MOSFET + 1 обратный диод), то соединение двух модулей необходимо выполнять с наименьшей индуктивностью связи.
Влияние остальных индуктивностей L11 + L12 в силовых полупроводниках можно уменьшить при подключении С-, RC- или RCD-цепочек прямо к выводам силового питания. В большинстве случаев достаточно использования снабберной цепочки с пленочным конденсатором 0,1-2 мкФ.
Индуктивности эмиттера или истока
Элементы L31 и L32 — индуктивности эмиттера или истока. Из-за высокой скорости нарастания тока транзистора di/dt напряжения будут индуцироваться на индуктивностях, что может вызвать эффект обратной связи в цепи драйвера (ООС по эмиттеру или истоку). Это, однако, будет снижать скорость заряда емкости затвор-эмиттер при включении и разряда при выключении, в результате возрастет время коммутации и потери при коммутации. Эффект обратной связи через эмиттер можно использовать для ограничения тока коллектора di/dt при коротких замыканиях. Для минимизации индуктивностей L31 и L32 силовые модули оснащаются раздельным выводом эмиттера для подключения цепей управления.
Индуктивности Ь21 и Ь22
Индуктивности Ь21 или Ь22 соответственно являются индуктивностями цепи управления между драйвером и транзистором. Кроме того, они образуют паразитный контур с емкостью затвора, и это может стать источником опасной высокочастотной генерации, приводящей к резкому росту потерь на транзисторе. Единственный способ уменьшения Ь21 иЬ22 — применение связей минимальной длины и использование витых пар проводов в тех случаях, когда плата драйвера не может быть установлена непосредственно на сигнальные выводы модуля.
Емкости
Паразитные емкости, показанные на рис. 1, — это нелинейные емкости переходов транзисторов и диодов. Параметры этих емкостей зависят только от технологических особенностей используемых кристаллов. Они влияют на динамические потери и частотные свойства кристаллов и могут вызывать высокочастотные генерации, как было сказано выше.
С11 и С22 вызывают отрицательную обратную связь dv/dt, вызванную эффектом Миллера. В комбинации с индуктивностями возле ключей внутренние емкости могут вызвать нежелательные высокочастотные колебания.
Расчет паразитных элементов в трехмерном пространстве на основании математического аппарата цепей с распределенными параметрами
Вышеописанные решения демонстрируют один из возможных путей определения и снижения влияния паразитных параметров. Статья предлагает решение, не связанное с конкретным конструктивом. Предлагаемое решение основано на материале, базирующемся на теории электромагнитных процессов в среде. Яркой иллюстрацией этому может служить книга «Основы радиоэлектроники» (Кугушев А. М. и Голубева Н. С., «Энергия», 1969). Если в интеллектуальном модуле вопросы конструкции решены и расчет основывается на стандартном (в области модуля) решении, то поле разработки заказных изделий гораздо шире. И само это поле позволяет использовать математический
Л
тт:
Рис. 2. Трехмерный чертеж уединенного круглого провода, линии из двух круглых параллельных проводов и уединенного ленточного провода
аппарат цепей с распределенными параметрами. Вообще, использование аппарата цепей с распределенными параметрами в сфере мощных источников питания покажется неуместным, но, рассмотрев внимательно операторы (di/dt и dv/dt), мы сможем решить задачи одного раздела электроники на основе достижений другого. То есть мы рассчитаем паразитные параметры согласно указанному источнику и рис. 2.
Уединенный круглый провод радиусом а
R0 = ^Юпост Х а/2Д
L0 = ^пост х 2Д/а
В этих формулах R0пост = 1/агеа2 — погонное сопротивление провода при постоянном токе; ЬМпост = ца/8ге — погонная индуктивность, определяющая внутреннее магнитное поле при постоянном токе; Д = 1/а я ^2/юцаа, причем в проводниковой среде (в металле) Д = Х/2ге.
Линия из двух круглых параллельных проводов
При аЮ < 0,1 погонное сопротивление определяется выражением:
R0 я 1/стлаД
Погонную индуктивность такой линии при высокой частоте можно определить по формуле:
Ь0 я ц0 х 1п^/а)/л
где а — радиус провода, а D — расстояние между проводами.
Уединенный ленточный провод
При «тонкой» ленте и переменном токе низкой частоты сопротивление ленточного провода практически не отличается от сопротивления при постоянном токе. При «толстой» ленте и переменном токе высокой частоты:
^ я ^постРа = 1/2стДЬ
Здесь 2а — толщина ленты, а Ь — ширина.
Представленный теоретический материал позволяет создать несложную подпрограмму расчета значений паразитных параметров и дополнить ею используемую программу трехмерного моделирования.
Электромагнитные помехи и обратные связи по сети
Обратимся снова к достижениям специалистов фирмы SEMIKRON.
Процессы в преобразователе
Импульсные процессы, происходящие в мощных преобразователях, неизбежно приводят к возникновению высокочастотных шумов и помех. Частотный диапазон шумов простирается от несущей частоты ШИМ (как правило, 10 кГц) до радиочастот (до 30 МГц). Низкочастотные помехи проникают в питающую сеть, высокочастотные составляющие создают мощные радиопомехи. Сетевые помехи обычно характеризуются дискретными гармониками на частотах примерно до 2 кГц.
Компоненты и технологии, № 2'2005
Гармонические составляющие с частотами выше 10 кГц называются радиопомехами, уровень которых измеряется в дБ/мкВ.
Для узкого частотного диапазона, в котором работают современные силовые полупроводники, первая попытка была сделана при ознакомлении с процессом измерения и с предельными значениями. Различия между обозначениями, такими, как нулевой ток, ток утечки или асимметричные помехи, даны только в классификации на разные частотные диапазоны и в зависимости от частоты всех параметров коммутации.
Причины интерференционных токов
Шумы и помехи вызываются переключениями силовых транзисторов преобразователя. Механизм распространения помех может быть описан с помощью эквивалентной схемы, приведенной на рис. 3, где S1 и82 — транзисторы полумостового каскада.
В режиме «жесткого переключения» при работе на индуктивную нагрузку, когда значения LK (индуктивность шин питания) и Ск (эквивалентные коммутационные емкости) минимальны, ток полумоста коммутируется со скоростью di/dt, определяемой характеристиками силовых транзисторов. При открывании одного из ключей происходит обратное восстановление оппозитного диода, который до этого был в состоянии проводимости.
В этот момент кроме тока нагрузки через транзистор течет ток обратного восстановления iRR, скорость изменения которого diRR/dt зависит от характеристик диода, тока нагрузки IL, коммутируемого напряжения и эквивалентной емкости CK. Причем значение эквивалентной емкости коммутации определяется всеми емкостями, имеющими связь с корпусом (земляной шиной).
Процесс переключения транзистора S1 вызывает появление симметричного тока idm в параллельном ему контуре питания (сеть 1 на рис. 3). При завершении коммутационного цикла процесс обратного восстановления диода ключа S2 вызывает перенапряжение dv/dt на индуктивности шины. Уровень перенапряжения определяется скоростью обратного восстановления diRR/dt и индуктивностью шины. Это приводит к появлению тока
icm, асимметрично протекающего через шину заземления и цепи, параллельные коммутационным емкостям CK.
Использование режима «мягкого включения» или ZCS (Zero Current Switch — коммутация при нулевом токе) при увеличении индуктивностей LK позволяет снизить значение di/dt и, следовательно, уровень помех, вызываемых симметричными токами. В то же время при увеличении индуктивности будут возрастать перенапряжения, асимметричные токи и вызываемые ими шумы.
Закрывание ключа S2 вызывает емкостной переходный процесс. В режиме «жесткого переключения» асимметричный ток помехи определяется импедансами цепей, связанных с земляной шиной и параллельных коммутационным емкостям CK, и характеристиками ключа Sj. Переходный процесс вызывает колебания токов, таким образом, токи помех зависят от характеристик выключения транзистора Sj и включения транзистора S2.
Для обеспечения режима «мягкого выключения» или ZVS (Zero Voltage Switch — коммутация при нулевом напряжении) необходимо увеличить значение CK. Замедленный процесс нарастания напряжения dv/dt умень-
шает асимметричный ток в процессе коммутации напряжения. Снижение асимметричного тока помехи в режиме ZVS происходит без заметного изменения симметричного тока. Тем не менее увеличение Ск будет снижать симметричный ток помехи в контуре питания пропорционально соотношению емкостей, образующих делитель тока. Таким образом, инвертор, работающий в режиме «мягкого переключения» с контролем фазового сдвига при включении или выключении, будет иметь низкий уровень асимметричных или симметричных токов помехи — в зависимости от того, какой режим используется (коммутация при нулевом напряжении ZCS или нулевом токе ZCS).
Пути распространения
Для проведения измерений радиопомех селективно измеряются флуктуации напряжения в местах соединения сети инвертора и общей шины. Потенциал флуктуаций относится к определенной точке общей шины, которая определяется при стандартных измерениях с помощью схемы стабилизации импеданса сети. Что касается симметричных и асимметричных токов помех в диапазоне частот радиопомех, все простые низкочастотные элементы коммутации снабжаются дополнительными индуктивностями, сопротивлениями и емкостями, которые сделают чище моделирование от его частотной зависимости.
На рис. 4 показан пример простой схемы понижающего преобразователя, в которой цепь 1 представлена схемой линейной стабилизации импеданса (ЬВЭД и цепь 2 — приложенная нагрузка, в отличие от рис. 3.
Модели ключей S1 и S2 модуля состоят из коммутационных индуктивностей и емкостей. Возникновение токов помех, описанных ранее, показано в упрощенном виде, а именно как источник тока ^ для симметричных токов помех и как источник напряжения VS для асимметричных токов помех. В двух источниках характеристики полупроводника показаны как функции от времени.
Способы подавления ЭМП
Обычное подавление помех основано на использовании подстраиваемых фильтров, ко-
Компоненты и технологии, № 2'2005
EMI-Spectra NTP-IGBT-Module
Рис. 5
торые устанавливаются на входе устройства. В соответствии с граничными характеристиками для определенного типа устройств используются различные фильтры в цепи линейной стабилизации импеданса и стандартные измерительные устройства, пока во всем частотном диапазоне не установятся граничные значения.
В этой, в основном практической, процедуре часто используют дорогостоящие фильтры. Они могут быть более эффективны при конструировании схемы, если с самого начала любого процесса разработки начинать рассмотрение влияния электромагнитных помех и оптимизации путей распространения, их возникновение и пути измерений. Оптимизация подразумевает либо создание путей распространения с высоким сопротивлением для токов помех с помощью селективных блокирующих схем, либо создание короткозамкнутых путей с малым сопротивлением для токов помех при помощи селективных фильтров.
Далее даны пояснения по селективным измерениям к рис. 3.
Схемы симметричных токовых помех будут замкнуты через емкость коммутационного источника напряжения. Необходима идеальная емкость, подключенная к ключам 1 и 2 без воздействия любых линейных им-педансов для создания короткозамкнутого пути для токов помех. Напряжение радиопомех, которое можно измерить, будет генерировать импульс напряжения в емкости, из-за чего будет протекать ток через параллельные эффективные цепи. Поэтому все мероприятия, которые можно выполнить для уменьшения симметричных токовых помех, сводятся к расположению соответствующего фильтра параллельно проводам с коммутационным напряжением.
Фильтр должен располагаться как можно ближе к коммутирующим ключам и состоять из почти идеальных емкостей и активных фильтров.
В принципе, асимметричные токи помех могут распространяться через общий провод. Для подавления помех важно иметь им-педансы с очень высоким сопротивлением во всех коммутируемых точках и с резким возрастанием потенциала относительно земли, и в то же время с ограничением скачков потенциала при отсутствии коммутации
ключей. На примере эквивалентной схемы на рис. 3 первоначальное подавление помех может быть основано на уменьшении связи емкостей драйверов и эффективных емкостей через основную пластину модуля и теплоотвода. Если драйверы не получают информацию о коммутациях и не питаются от вспомогательного источника и общей шины, то никаких токов смещения не будет протекать через общий провод, то есть цепь будет замкнута внутри устройства. Не будут протекать токи асимметричных помех. Распространение токов помех через основную пластину можно уменьшить с помощью экранов и различных изоляционных материалов. С применением вышеупомянутых мероприятий (около полупроводниковых кристаллов) можно получить значительное снижение токов помех, что показано на рис. 5 на примере специально усовершенствованного IGBT-модуля.
Вышеприведенный материал представляет эффективный метод борьбы с электромагнитными помехами. Эта методика носит более общий характер и может быть использована при разработке практически любого электронного устройства, но, несмотря на это, для комплексного решения проблем электромагнитной совместимости может оказаться полезным и комплексное использование предлагаемой автором методики и методов, используемых специалистами SEMIKRON. Привлеченный математический аппарат разработан давно, но практическое использование его стало возможно в связи с достижениями в прикладном программировании и в связи с ростом производительности ПК.
Методика моделирования и эскизного расчета на основе 3D-отображения и теории цепей с распределенными параметрами
Предлагаемую методику рассмотрим на конкретном примере. Допустим, нам необходимо создать блок на основе рассчитанной и промоделированной в среде OrCAD 9.2 схемы, приведенной на рис. 6.
На основании этой электрической принципиальной схемы с помощью пакета программ Accel P-CAD 2002 разрабатывается печатная плата, показанная на рис. 7.
Далее информация транслируется в Autodesk Mechanical Desktop 2004, где одновременно создаются трехмерные модели используемых элементов (рис. 8).
В результате мы получаем 3D-изображение макетного образца в реальном масштабе (рис. 9), причем мы можем получить информацию о режимах работы схемы из OrCAD 9.2.
Далее методика строится следующим образом: на основании пространственных данных, данных о режимах работы элементов, используя нижеприведенные формулы, можно рассчитать параметры поля излучения конкретных элементов в интересующих точках.
Так, для поля элементарного электрического излучателя
Ед = 60п х I х l х sin0/(X х r);
Нд = I х l х sin0/(2 х X х r);
По = Ед х нд
где Ед и Нд — действующие значения напряженности электрического и магнитного поля, П0 — среднее значение вектора Пойнтинга за период, I — действующие значения переменного тока, 1 — длина проводника, X — длина волны, г — расстояние между излучателем и рассматриваемой точкой, 0 — угол между осью излучателя и направлением на рассматриваемую точку.
Для поля элементарного магнитного излучателя
Ед = 60п х I х sin0 х 2 х п х S0/(X2 х г); Нд = I х S0 х sin0 х 2 х п/(2 х X2 х г);
По = Едх Нд
где S0 — площадь, ограниченная витком.
Дополнив стандартную программу 3D-мо-делирования (в нашем случае Autodesk Mechanical Desktop 2004) подпрограммой, основанной на представленных расчетах, можно достаточно эффективно формализовать и автоматизировать процесс трехмерного расчета и моделирования.
Еще одно полезное свойство объемного представления рассматриваемого электронного устройства связано с наличием пространственной направленности в электромагнитном излучении. То есть зачастую достаточно изменить взаимную ориентацию плоскости излучения и приема паразитного электромагнитного сигнала для эффективного снижения паразитной электромагнитной связи. Кроме этого такое представление позволяет пространственно отобразить направление распространения силовых электрических и магнитных линий, а это, в свою очередь, помогает эффективно использовать экранирование.
Заключение
Отметим, что предложенная методика моделирования и эскизного расчета на основе 3D-изображения и теории цепей с распреде-
Компоненты и технологии, № 2'2005
Компоненты и технологии, № 2'2005
O'
Рис. 8. Трехмерная модель транзистора в корпусе TO 247
ленными параметрами позволяет не только смоделировать и рассчитать паразитные электромагнитные излучения. Она реально осуществляет конечный этап сквозного проектирования, то есть на основе предложенной методики можно построить последний этап системы сквозного проектирования различных радиоэлектронных устройств.
Кроме того, предложенная методика может оказаться весьма полезной при компоновке радиоэлектронных устройств. Она позволяет реализовать гибкую многофункциональную систему проектирования.
Предложенная методика позволяет реализовать процесс разработки на высоком техни-
ческом уровне, используя самые последние достижения в моделировании и программировании. Правда, она требует от разработчика значительных знаний, но это окупается представляемыми возможностями. ММ
Литература
1. SEMIKRON Application Manual. Power Modules. SEMIKRON International. 2000.
2. Кугушев А. М., Голубева Н. С. Основы радиоэлектроники. М.: «Энергия». 1969.
3. Колпаков А. «Особенности проектирования частотных преобразователей высокой мощности» // Электронные Компоненты. 2003. № 6.
