CC BY
39
УДК 623.054
ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В МНОГОКАНАЛЬНЫХ АКТИВНО-ПАССИВНЫХ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ СИСТЕМАХ КОНТРОЛЯ МОРСКИХ АКВАТОРИЙ
© 2004 г. П.А. Стародубцев
Фазовая обработка сигналов в просветных гидроакустических системах
Рассматривается физико-математическая модель амплитудно-фазовой модуляции гидроакустических просветных сигналов акустическими, гидродинамическими и электромагнитными полями подводных источников и технических объектов. В соответствии с известными работами [1-3] обосновывается помехоустойчивость просветных гидроакустических систем, реализующих фазовую обработку когерентных сигналов и их отличительные корреляционные свойства от помех среды.
Оценку помехоустойчивости метода гидролокации на просвет будем рассматривать для случая подачи на вход приемной системы смеси полезного гармонического сигнала и гауссовского шума. В этом случае сигнал на входе тракта обработки имеет вид
y(t) = S(t) + n(t), (1)
где S(t) - полезный сигнал; n(t) - помеха.
Практика обработки сигналов при выделении информации, заложенной в их фазовых характеристиках, предусматривает известную последовательность операций в приемном тракте гидроакустической системы, структурная схема которой представлена на рис. 1.
Просветный гармонический сигнал S(t), поступающий на вход амплитудного ограничителя, представляет собой частотно-модулированное преобразование гармонического сигнала, которое можно выразить следующей зависимостью:
S(t) = P cos(m0t + ^ sin at),
где Р - амплитуда полезного сигнала; ю0 - частота просветного сигнала S(t); юй - девиация частоты; t -
время; a - частота модулирующего колебания.
Помеха на выходе полосового усилителя представляет собой узкополосный гауссовский шум [3], поэтому она также модулируется по амплитуде, фазе и имеет вид
n(t) = ß(t) cos(m0t + e(t)),
где ß(t) и e(t) - амплитудный множитель и индекс
фазовой модуляции узкополосной помехи соответственно.
Полосу пропускания полосового фильтра, установленного на входе тракта обработки, выбираем равной удвоенной девиации относительно частоты полезного сигнала как от центра Аю0 = 2юд . Фильтр нижних частот на выходе схемы обработки должен обладать полосой пропускания с пределами 0 - О max, где О max - наивысшая частота модуляции.
В реальной просветной системе анализ совместного воздействия на частотный детектор промодули-рованных частот просветного сигнала S(t) и узкополосной помехи n(t) необходимо выполнить для двух ситуаций:
- в период отсутствия частотной модуляции (характерный для установившегося поля подсветки без подводного объекта), т.е. когда на входе действует чисто гармоническое колебание S(t) = P cos m0t и помеха n(t);
- во время пересечения подводным объектом гидроакустической барьерной линии и формирования полезной модуляции установившегося поля.
При этом предполагаем, что во втором случае помеха на выходе детектора остается такой же, как и в первом случае.
Суммарное колебание на входе ограничителя (в отсутствие модуляции акустического поля объектом) можно представить в следующем виде:
y(t) = P cos ю01 + P(t)cos(m0t + e(t)) = = U (t )cos(m01 +£(t)),
где U (t) и £(t) - амплитудная огибающая и фаза
результирующего колебания, которые определяются выражениями:
U(t) = i¡P2 + в2 (t) + 2PP(t) cos e(t) ;
P(t) sin e(t)
£(t) = arctg -
(1)
Р + )
Обозначив порог в усилителе - ограничителе как и о, можно получить следующее выражение для сигнала на его выходе:
U(t) = U0 cos(01 + l(t)).
Рис. 1. Структурная схема тракта обработки принимаемых просветных сигналов
Фазовый член £(/) в выражении (2) при отсутствии полезной (информационной) модуляции является только помехой. Исходя из этого общее выражение на выходе частотного детектора в приемном устройстве для помехи примет вид
) = S £ (t),
(3)
где S - крутизна характеристики частотного детектора.
Следовательно, интенсивность и структура помехи пвых (?) на выходе частотного детектора будет полностью определяться статистическими характеристиками производной фазы £ (?).
Общее выражение для фазы при любых соотношениях между в(() и амплитудой полезного сигнала Р описывается формулой (1). Однако в реальных условиях работы просветных систем обеспечивается значительное превышение полезного сигнала над помехой. В этом случае сохраняется соотношение Р2 / 2аП >> 1, где аП - средняя мощность помехи на входе ограничителя.
С учетом этого формулу (1) можно представить в следующем виде:
£(t) = arctg
ß(t) sin e(t)
P
=M sin e(t). P
Статистические характеристики случайной функции £(í) = P(t) / P sin e(t) совпадают с характеристиками для квадратурных слагаемых узкополосного процесса, что рассмотрено в работах [1-3]. В них показано, что функция сигнала вида P(t) sin e(t) обладает законом распределения Гаусса и спектральной плотностью 2Nn (ю0 + Q). Тогда выражение спектральной плотности сигнала можно записать следующим образом:
N £ (О) =
2 Nn К + О)
P 2
(4)
При дифференцировании случайного гауссовского процесса распределение остается нормальным. Следовательно, £(/) (или мгновенное значение частотного отклонения) также обладает гауссовским распределением. Поэтому шум на выходе частотного детектора, как и на его входе, с учетом выражения Р2 / 2а2 >> 1, является гауссовским процессом.
Определим спектральную плотность процесса £ (?). Для этого выражение (4) умножим на О2, и тогда оно примет вид
2О2
Ы£ (О) = О 2 Ы^ (О) = — Ып (Юо + О),
а спектральная плотность помехи на выходе частотного детектора в соответствии с формулой (3) будет определяться выражением
2 N (О) = ^ДО 2
N вых (О) = S Чд N £ (О) =
P2
Nn (»о + О). (5)
Для белого шума со спектральной плотностью Ы0 на входе приемника - Ы0 = Ып (ю0 + О). Следовательно, спектр помехи на выходе частотного детектора в соответствии с выражением (5) имеет вид
N вых (О) = о 2, И<» .
P
Jd ■
Дисперсия помехи в полосе пропускания частот модуляции запишется так:
2 Ы 1 Ошах
а2,,х = |о2 аа =
P2 2п
И
2SЧД No 1 2О
3
max
P2 2п 3
(6)
ПРИ ^ max = 2nFmax И 2 N0(2Fmax ) =°п , те- М0Щ"
ность в двух полосах 2Fmax (одна в области ю > 0, вторая в области ю < 0), формула (6) принимает вид
S
2 ^2 чд Pn о2
2 max
3 P 2
Рассмотрим теперь режим частотной модуляции, при котором напряжение на выходе частотного детектора пропорционально модулирующему колебанию. В этом случае мощность сигнала на выходе частотного детектора без учета влияния помехи будет равна 1/2 • , а мощность помехи определяется выражением (6). Следовательно, отношение полезного (просветного) сигнала к помехе на выходе частотного детектора может быть определено следующим образом:
2 s2 »2
а
2
2
1 S 2 ~ n о 2 3 ЧД P 2 max
3»д P 2
°max2an
= 3m2
P
2
2ад
= 3m2
где т = юд / О шах - индекс фазовой модуляции.
Таким образом, фазовая обработка принимаемых сигналов обеспечивает дополнительный выигрыш помехоустойчивости в просветных системах. Величина отношения сигнал/помеха на выходе приемного тракта гидроакустической системы при обработке гармонического просветного сигнала по признакам фазовой модуляции прямо пропорциональна индексу фазовой модуляции принимаемых сигналов, который, в свою очередь, пропорционален частоте девиации просветного сигнала и обратно пропорционален частоте модулирующего низкочастотного сигнала.
n
2
авых
вых
с
п
вх
Некогерентная обработка сигналов в многоканальных просветных системах
В решении задач мониторинга и контроля протяженных морских акваторий в последнее десятилетие широко используется низкочастотный активно-пассивный метод гидролокации и реализующие его просветные гидроакустические системы [4, 5]. Основными признаками обнаружения движущихся морских объектов в рассматриваемых системах являются:
- дифракция сигналов на корпусе объекта, как акустическом экране;
- расфокусировка и рассеяние сигналов турбулентным кильватерным следом (КС) объекта [4-6].
Признаком искажения просветных сигналов движущимися надводными и подводными морскими объектами является усиление фоновых флуктуаций пространственной амплитудно-фазовой структуры в момент пересечения ими гидроакустической барьерной линии (ГАБЛ). Длительность искажений в зависимо -сти от протяженности ГАБЛ, длины волны просвет-ных сигналов, глубины и скорости движения объекта и других менее существенных факторов, может составлять единицы-десятки минут. А по признакам восстановления нелинейных и температурных свойств среды, возникающих в результате воздействия КС, длительность изменений характеристик среды и параметров просветных сигналов может составлять несколько часов.
Выделение рассматриваемых признаков искажения пространственной амплитудно-фазовой структуры установившегося акустического поля известными когерентными методами обработки сигналов представляет технические трудности и до настоящего времени остается практически нереализуемым. Однако известен метод и реализующая его гидроакустическая система контроля среды, обеспечивающие выделение и регистрацию рассматриваемых искажений просвет-ных сигналов объектами как технического, так и биологического характера [7, 8].
Принцип действия рассматриваемого метода и системы контроля среды основан на измерении величин среднего уровня и дисперсий фоновых флуктуа-ций установившегося поля просветных сигналов, а также определении превышений измеряемых величин заданных пороговых (фоновых) характеристик. Величины превышений, а также их длительность относительно пороговых характеристик определяют факт и момент пресечения объектами ГАБЛ.
Недостатком рассматриваемого метода является его низкая разрешающая способность. Это проявляется в том, что при больших протяженностях ГАБЛ (более ста километров) отдельные моменты ее пересечения объектами становятся неразличимыми, наблюдается лишь общее повышение уровня флуктуа-ций амплитуды и фазы просветных сигналов и величин их дисперсий во время маневрирования. Рассмотренный недостаток просветного метода в значительной степени может быть устранен за счет увеличения многоканальности системы контроля как путем многочастотного облучения среды (применения непре-
рывных полигармонических сигналов стабильной частоты), так и за счет пространственной многока-нальности (применения многоэлементных вертикальных и горизонтальных приемных антенн или антенных решеток) [9]. Алгоритм обработки информации для многоканальных систем и его проверка (с использованием моделируемых на ЭВМ условий распространения сигналов для случая пяти реально измеренных пространственных каналов) рассмотрены в работе [10]. В ней теоретически обоснована и подтверждена расчетами эффективность применения метода некогерентной обработки просветных сигналов.
Предметом настоящей статьи является разработка менее сложного, но универсального алгоритма обработки информации в просветных системах, многока-нальность которых реализована многоэлементными антеннами (или антенной решеткой) в условиях мно-голучевости распространения просветных сигналов и интенсивных флуктуаций их амплитудно-фазовой структуры. Предлагаемый алгоритм обработки информации включает также возможность применения в системе контроля частотной многоканальности облучения среды.
Многоканальная обработка информации в про-светных системах предполагает ее автоматизированный ввод в ЭВМ. Такие автоматизированные системы, обеспечивающие многоканальный, последовательный или выборочный ввод информации в реальном масштабе времени, разработаны и многократно испытаны при обработке аналоговой информации [11, 13].
Итак, контролируемая среда облучается непрерывными гармоническими (или полигармоническими) сигналами S(t). В результате искажения сигналов средой и дифрагирующей областью объекта на каждом приемнике антенны будет принят полезный (преобразованный) сигнал x(t), который можно представить с помощью известного линейного оператора в следующем виде:
x(t) = У Sа') Ма, t') dt',
о
где t') - ядро преобразования, учитывающее искажение просветного сигнала объектом, а также многолучевость распространения в среде.
Исходя из того, что просветные сигналы, приходящие на отдельные приемники антенны, имеют независимые времена задержки и случайным образом интерферируют как на объекте, так и между собой, то в точке приема таких сигналов возможна только одна обработка, а именно их некогерентное сложение (накопление). Для упрощения вычислений полагаем, что сигналы и помехи на всех приемниках примерно одинаковы и статистически независимы. С использованием этого допущения обработка информации упрощается и может быть выполнена путем выделения огибающих многоканально принимаемых сигналов. Тогда, воспользовавшись известным понятием аналитического сигнала, представим его в следующем виде [11]:
г (?) = х(?) + ]~ (?),
где ~(?) = Н [х(?)] - преобразование Гильберта принимаемого полезного сигнала х(?).
Аналитический сигнал может быть представлен в следующем виде:
г(?)= а(?) ехр ]б(4 где а(?) - огибающая полезного сигнала х(?), Q(t) -мгновенная фаза полезного сигнала х(?).
Исходя из этих двух представлений сигналов видно, что в терминах х(?) и ~(?) можно записать выражения амплитуда и мгновенной фазы
C
аа
а„
a(t) = д/x 2 (t) + ~2 (t)
ß(t) = arctg
~ (t) x(t)
Для упрощения задачи считаем также, что помехи среды на каждом приемнике одинаковы, стационарны, их средние значения равны нулю и имеют равные величины дисперсий, т.е., помехи статистически независимы между собой и от принимаемых полезных сигналов, что можно представить следующими известными выражениями зависимостями энергии от напряжений сигналов на приемниках:
Е [и!(?)] = 0, Е [иг 2(?)] = аП , Е [/(?)х(?)] = 0,
Е [(?)[](?)]= 0, I *].
Выходной сигнал с каждого приемника антенны, исходя из этих выражений, можно представить в следующем аналитическом виде
Уг (?) = а(?) + пг (?),
где I =1,2.. .п - номер приемника.
Тогда среднее значение измеряемых величин входных процессов может быть представлено как
1 М 1 м
У(?)ттXУ1(?) = ТгЕ [а(?) + иг(?)] =
1М
= а(?) + —Xпг(?),
где М - число приемников антенны, как независимых каналов в том числе, с учетом многочастотности излучаемых сигналов.
Можно показать также, что дисперсия суммарного выходного процесса, у(?) со всей антенны будет соответствовать
а 2 а2 + 1 а2
а У = а а +Т7ап •
у м
Отношение выходного (полезного сигнала) к шуму на выходе одного приемника может быть представлено в виде
За счет усреднения огибающих по числу приемников М отношение сигнала к помехе будет равно следующему выражению:
C ш
иш=М 4.
Пш а2
(7)
Из выражения (7) следует, что суммарный выходной эффект отношения дисперсии сигнала к дисперсии шума должен возрастать пропорционально числу каналов приема и излучения просветных сигналов. Нетрудно видеть, что эта зависимость получена для идеализированных условий работы системы, при которых помехи в среде на каждом приемнике примерно одинаковы, а их средние значения близки к нулю и имеют равные дисперсии. То есть, при обосновании алгоритма обработки информации была принята за основу статистическая независимость сигналов по отдельным каналам между собой, а также независимость принимаемых сигналов от помех среды. Эти допущения были приняты для упрощения математических преобразований. В реальной среде и на реальных просветных системах, установленных в мелководных акваториях со сложными гидролого-акустическими условиями, принятые допущения не всегда и нестрого соблюдаются. Полезные сигналы на приемниках будут различаться, а помехи - не полностью стационарны и статистически независимы. Вследствие этого, величина отношения дисперсии полезного сигнала к дисперсии помехи на выходе приемной системы будет не такой значительной, как это следует из выражения (7). При этом прямой пропорциональности этой величины от числа каналов, особенно при их большом количестве, соблюдаться не будет вследствие того, что они также статистически зависимы.
Общая тенденция увеличения выигрыша в отношении сигнала к помехе с ростом числа приемных и излучающих каналов (многоканальности системы) и последующей цифровой обработки информации, обеспечивающей некогерентное сложение (накопление) просветных сигналов, будет увеличиваться до определенной величины. Согласно известным работам, этот выигрыш будет ограничен предельной величиной, определяемой структурой просветной системы, районом ее установки и алгоритмом обработки информации [9, 14].
Таким образом, выделение в низкочастотных просветных системах закономерностей дифракции, рассеяния и расфокусировки сигналов подсветки среды движущимися объектами и сопутствующими их движению турбулентными возмущениями среды может быть эффективно реализовано за счет много-канальности излучения и приема сигналов и последующей многоканальной обработки принимаемой информации с использованием метода некогерентного накопления.
ш
Выигрыш в отношении сигнал/помеха на выходе системы обработки информации и надежности признаков обнаружения объектов в просветных системах пропорционален количеству реализуемых каналов, однако практически этот выигрыш не может превышать некоторой предельной величины, которая определяется структурой просветной системы, районом ее установки и алгоритмами обработки информации.
Оценка помехоустойчивости приема информации в просветном методе гидролокации
Возможность практической реализации просвет-ного метода гидролокации обоснована теоретическими исследованиями закономерностей рассеяния звуковых волн на экранах, а также морских объектах, их различных акустических свойств и волновых параметров. При реализации этого метода объект обнаруживается по наличию признаков дифракции и искажения пространственной амплитудно-фазовой структуры установившегося в среде акустического поля. Метод получил первоначальное название теневого, хотя обнаружение объекта только по эффекту «затенения» при облучении среды сигналами низкой звуковой частоты (при уменьшении величины волнового параметра) становится невозможным. В этом случае остаются различимыми лишь дифракционные эффекты и признаки рассеяния просветных сигналов, обусловленные пузырьковыми неоднородностями кильватерного следа, а также гидродинамическими возмущениями среды вследствие его движения [15-17].
Для того чтобы оценить выигрыш просветного метода при реализации закономерностей дифракции рассеяния сигналов подсветки среды на движущемся объекте в терминах помехоустойчивости, по сравнению с режимами гидролокации и шумопеленгования, необходимо сравнить уровни помех в обоих случаях. Будем считать, что системы работают на одной и той же акватории, шумы и помехи для них будут одинаковы.
Однако в случае разнесенного излучения и приема к помехам среды на трассе распространения следует добавить и «длиннопериодные» флуктуации уровня сигнала, сравнимые со спаданиями в моменты затенения их объектом. Экспериментальными и теоретическими исследованиями показано, что наиболее характерная длительность флуктуаций прямого сигнала при разнесенном излучении-приеме на дистанциях десятки -сотни километров составляет десятки минут - часы [15-17]. Это позволяет исключить флуктуации прямого сигнала, обусловленные распространением в среде, не устраняя при этом изменения уровня сигнала за счет его искажений возмущениями среды, гидродинамикой и кильватерным следом движущегося объекта. Но такая селекция эффективна в случае быстрого перемещения объекта локации (V > 20 узл.). В случае более медленного перемещения объекта, когда селекция временных изменений уровня сигнала становится неразрешимой, можно воспользоваться тем обстоятельством, что при наличии двух и более разнесенных в среде приемников полезные сигналы на них появляются с некоторой задержкой.
Если расстояния между приемниками просветной системы контроля среды Ьпр меньше интервала пространственной корреляции флуктуации сигнала Ьк, то изменения интенсивности сигнала, вызванные флук-туациями параметров среды, проявляются на различных приемниках практически одновременно. Различия между временными изменениями интенсивности принимаемого сигнала, вызванные экранирующим воздействием объекта и флуктуациями параметров среды, будут тем больше, чем медленнее движется объект. Аналогичная ситуация может соблюдаться в случае синхронно дрейфующих приёмников, например РГБ, если их дрейф медленный, а его направление совпадает или близко к линии излучения - приёма сигналов подсветки среды. Тогда, учитывая, что флуктуации интенсивности прямого сигнала являются мультипликативной помехой относительно полезного сигнала, алгоритм выделения сигналов объекта может быть реализован с помощью схемы на рис. 2.
< Af Д AF
->
Пр2 »
Рис. 2. Схема алгоритма обработки сигналов в просветной системе
Схема работает следующим образом. Сигналы приемных блоков (гидрофоны, Пр1, Пр2), пройдя сквозь типовые радиотехнические цепи, содержащие преселекторы с полосой А/, детекторы Д и фильтры нижних частот АР, поступают на блок «деления» и формирования импульсов, как частных от деления, сигналов с выходов фильтров нижних частот. В аналитическом виде такая обработка может быть представлена следующим образом. Сигналы с приемников представляются в следующем виде:
ух(1) = S(1) п(1) у(1); у2(0 = S(1 + А) п(1) у(1) , где S(1) - полезный сигнал, который после инвертирования и нормировки на средний уровень прямого сигнала можно записать так:
S (t ) =
№ 0 + 1 при 10 < t < 10 + т ; [1 вне пределов т ,
где S0 - амплитуда перепада сигнала, вызванная экранированием; 10 - момент вступления сигнала цели; п(/) - модулирующая функция, которая описывает замирания прямого сигнала в среде; т - время наблюдения (затенения) сигнала; у(1) - огибающая принятого сигнала.
На выходе блока деления сигналов с двух приемников сигнал частного можно представить следующим образом:
2 (1) = S (1)/ S (1 + а/ ), где А/ - задержка по времени вступления сигналов на приемники.
Величина задержки сигнала на приемниках зависит от пути, который проходит объект между директрисами характеристик направленности антенн и скорости объекта. Так как длительность полезного сигнала при больших дистанциях и малой скорости объекта может быть соизмерима с периодом флуктуаций, то целесообразно воспользоваться тем приближением, что фронты полезного сигнала будут достаточно короткими (крутыми). В этом случае в качестве полезного сигнала можно использовать выбросы специальным образом сформированных (например, продифференцированных) полезных сигналов:
г'(?) = йх($)/ ж.
В этом случае сигнал с выхода блока деления может быть представлен в следующем виде:
Z '(t) = S'(t) +
1
S '(t)At
= Si(t) + S2 (t),
Г (?) = ) + ^(?) .
Флуктуации принимаемого сигнала, вызванные изменениями параметров среды, для быстродвижуще-гося объекта могут быть отслежены и исключены обычными системами АРУ. Используя в системе обнаружения несколько разнесенных приемников, влияния флуктуаций принимаемых сигналов могут быть снижены специальными помехоустойчивыми алгоритмами обработки, которые учитывают неодновременность появления искажений сигнала объектом и пространственную корреляцию флуктуации, обусловленную распространением в среде. Влияние многолу-чевости распространения сигналов также может быть уменьшено как за счет временного разделения принимаемых сигналов (в случае импульсного облучения среды), так и применения когерентной обработки сигналов. В этом случае может быть использован также и тот факт, что отраженные от дна и поверхности сигналы значительно теряют свою когерентность. При этом относительно высокая когерентность прямых сигналов позволяет применить фильтры с высокой степенью узкополосности и получить дополнительный выигрыш в отношении сигнал/помеха.
Проведем оценку помехоустойчивости гидроакустической системы обнаружения, основанной на подсветке среды, исходя из принципа работы приемного тракта как радиотехнического устройства [18-21].
Основой любого приемного радиотехнического тракта является полосовой усилитель с частотной характеристикой резонансного контура или близкой к ней. Качество такого тракта определятся следующим известным из радиотехники соотношением [18]:
8 2/Vl + 282 = £8/^A/T .
/л/1 + : . .
Решая это равенство относительно 82, можно получить:
82 = к 82/ AfT
1 ±
Vl ±AfT / к 82
где 8 - коэффициент распознавания, выражающий отношение сигнала к помехе на входе прибора; ^8 -коэффициент, выражающий заданное для данного прибора отношение сигнал/помеха на его выходе, которое обеспечивает прием сигнала с заданной вероятностью; А/ - частотная полоса пропускания прибора; Т - время наблюдения принимаемого сигнала.
Время наблюдения сигнала Т должно быть всегда больше интервала корреляции флуктуации помехи, а величина произведения А/Т не менее единицы. Последняя величина определяет возможность усреднения помехи за время наблюдения принимаемого сигнала. С другой стороны, время наблюдения Т сигнала должно определяться достаточностью ширины полосы частот приема А/. Величина отношения &8 / 8 выражает величину выигрыша отношения сигнал/помеха по напряжению, которое обеспечивает прибор. То есть, при заданном значении &8, эта величина определяет качество прибора или его помехоустойчивость.
Выбор величины А/Т для каждого вида прибора ограничен спецификой применяемых сигналов. Так, например, для шумопеленгаторов, у которых полоса принимаемых сигналов должна быть широкой, а время наблюдения сигнала может быть большим и ограничиваться лишь временем прослушивания заданного сектора углов (направления). Можно записать следующее соотношение:
AfT/£5 >> 1.
(9) ßB
С его учетом выражение (8) преобразуется к виду
5Ш „ = к 8/д/A/T .
(10)
Для гидролокатора время наблюдения сигнала Т ограничено длительностью импульса, а полоса пропускания приемного тракта может быть узкой и ограничиваться только характером заполнения импульса, его длительностью и изменением частоты за счет Доплера. С учетом этого для гидролокатора можно записать соотношение
к 8 / А/Т > 1.
Выражение (9) преобразуется к следующему виду:
82, = 2£2/ AfT .
(11)
(8)
В приборах звукоподводной связи используются сигналы, аналогичные сигналам гидролокаторов. Время наблюдения (накопления) сигнала в этом случае ограничено длительностью кода (слова) или символа в коде. Передача информации в приборах связи может осуществляться как тональными, так и сложными шумоподобными и другими сигналами. То есть величина отношения сигнал/помеха для приборов звукоподводной связи аналогична величине, полученной для гидролокатора (11) [18-21].
Обнаружение объектов методом низкочастотной акустической подсветки среды позволяет использовать длительные с высокой стабильностью гармонические сигналы, что обеспечивает возможность их необходимого наблюдения и накопления в узкой полосе частот. Время наблюдения сигнала в этом случае может быть большим. Оно определяется также временем пересечения объектом гидроакустической барьерной линии и составляет единицы - десятки минут. То есть величина А/Т при обнаружении объектов методом подсветки среды, как и для шумопеленгова-ния, может быть достаточно большой. В этом случае имеем:
А/Т / к52 > 1, 8 подв св ^^ / А/Т . (12)
Выражения (10), (11), (12) определяют максимально необходимые отношения сигнал/помеха на входе шумопеленгатора, гидролокатора, прибора зву-коподводной связи и системы, основанной на подсветке среды, которые обеспечивают заданные (с учетом вероятности приема) значения этой величины на выходе (индикаторе) прибора.
Таким образом, необходимая для реализации метода подсветки среды величина отношения сигнал/помеха на входе приемного тракта аналогична отношению, полученному для шумопеленгатора. Однако возможность длительного узкополосного приема высокостабильных сигналов повышает помехоустойчивость метода подсветки среды. Следует отметить также, что рассмотренная величина помехоустойчивости приема сигналов подсветки характеризует лишь возможность приема сигналов и дальнейшего выделения информационных признаков цели, например признаков дифракции сигналов, системой обнаружения. Преимущества дальнейшей обработки принимаемых сигналов, например спектрального или корреляционного анализа, в этом случае не рассматриваются.
Литература
1. Гоноровский И.С. Преобразование случайных процессов в линейных системах с постоянными и линейными параметрами // Радиотехнические цепи и сигналы. М., 1967. С. 181-207.
2. Зиновьев А.Л., Филиппов Л.И. Непрерывные модулированные колебания // Введение в теорию сигналов и цепей. М., 1968. С. 63-77.
3. Тихонов В.И. Различие сигналов со случайными амплитудой и фазой // Оптимальный прием сигналов. М., 1965. C. 50-60.
4. Мироненко М.В., Моргунов ЮН. Физико-математические
основы нетрадиционного метода «гидролокации на просвет» // Н.Т.С. «ПМРЭ В ВТ ВМФ», ТОВМИ, г. Владивосток, 1996. Т.3. С. 88-91.
5. Мироненко М.В., Пономарев В.В., Чудаков А.И. Дальнее
обнаружение морских биологических скоплений про-светным методом // Сб. докл. на междунар. конф. «Проблемы конверсионных технологий гидроакустики». СПб., 1996. С. 16-18.
6. Бородин В.В. Разработка сигналов и алгоритмов обработки информации в просветном режиме на вертикальных антеннах: Отчет о НИР "Сомолов В", этап 1/ ММЦ волновых исследований ИОФ РАН, 2000.
7. Зыков Ю.Ф., Мироненко М.В., Паренский А.И. Способ обнаружения подводных объектов: Авт. свид. на изобретение СССР, №172969 от 03.05.1982.
8. Мироненко М.В., Зыков Ю.Ф., Паренский А.И. Гидроаку-
стическая система контроля среды: Авт. свид. на изобретение СССР №275361 от 01.06.1988.
9. Харкевич А.А. Метод накопления // Борьба с помехами.
М., 1965. С. 40-60.
10. Горский С.М., Зверев В.А., Матвеев А.Л., Митюгов В.В. Некогерентное накопление сигналов накачки акустической дифракции // Акуст. журн. 1995. Т. 41. № 2. С. 223-231.
11. Тихонов В.И. Преобразования Гильберта и случайный сигнал // Нелинейные преобразования случайных процессов. М., 1986. С. 14-24.
12. Мироненко М.В., Титов М.С. Устройство управления вводом информации в ЭВМ: Авт. свид. на изобретение СССР. №7422919 от 28.02.1980.
13. Мироненко М.В., Титов М.С. Устройство управления вводом информации в ЭВМ: Авт. свид. на изобретение СССР. №849189 от 23.03.1981.
14. Тюлин А.М., Зарайский В.А. Основы статистической гидроакустики. Л., 1975.
15. Мироненко М.В., Моргунов ЮН. К вопросу оценки параметра «силы цели» при обнаружении морских объектов методом «гидролокации на просвет» // Сб. статей ПМ РЭВ ВТ ВМФ, ТОВВМУ им. С.О. Макарова. Владивосток, 1996, № 3. С. 92-96.
16. Портенр Р.П., Спингда Р.С. Низкочастотные флуктуации акустических сигналов и внутренние гравитационные волны в океане // JASA. 1977. Т. 61. № 4. С. 567.
17. Флатте С.М. Распределение звука во флуктуизирую-щем океане. М., Мир, 1982.
18. Тюлин А.И., Таранов С.Н., Сташкевич Н.Е. Основы гидроакустики. Л.,1974.
19. Ольшевский В.В. Статистические методы в гидролокации. Л., 1973.
20. Ольшевский В.В. Статистические свойства морской реверберации. М., 1966.
21. Дудник Р.А., Колпаков А.Б. Дифракция плоской волны на цилиндрической оболочке с двумя локальными массами // Акуст. журн. 1955. Т. 41. № 3.
Морской государственный университет имени адмирала Г.И. Невельского 21 ноября 2003 г.
