CC BY
15Пассивные устройства СВЧ
УДК 621.3.049.77:621.372.54
П. А. Туральчук, Я. А. Колмаков, А. В. Симин, Д. В. Холодняк
Санкт-Петербургский государственный электротехнический
университет "ЛЭТИ"
Многослойные интегральные схемы миниатюрных СВЧ-устройств для систем телекоммуникаций и связи
Обсуждаются преимущества реализации СВЧ-устройств в виде многослойных интегральных схем на основе керамики с низкой температурой обжига. Рассматриваются примеры реализации фильтров и направленных ответвителей на квазисосредоточенных и распределенных элементах.
Интегральные схемы СВЧ, керамика с низкой температурой обжига, фильтры, направленные ответвители
Развитие систем беспроводной связи и телекоммуникаций предполагает постоянное совершенствование их характеристик и увеличение функциональности при одновременном повышении интеграции отдельных составляющих и общем снижении массогабарит-ных показателей.
Пассивные компоненты интегральных схем (ИС) СВЧ обычно занимают основную часть площади подложки. Выполнение ИС СВЧ по многослойной технологии позволяет значительно уменьшить размеры устройств за счет размещения пассивных компонентов в нескольких слоях.
В последнее время широкое распространение получила технология многослойных ИС СВЧ на основе керамики с низкой температурой обжига (КНТО) (Low Temperature Cofired Ceramics - LTCC) [1]-[3]. Рисунок топологии проводящих слоев ИС наносится методами толстопленочной технологии на тонкие (100...200 мкм) керамические листы, которые затем под давлением собирают в "стек", ламинируют и производят обжиг [4]. Сравнительно низкая температура обжига (около 850 °C) позволяет использовать проводящие пасты на основе металлов с высокой удельной электропроводностью - серебра, меди, золота. Типовая толщина проводящих слоев (10.15 мкм) в несколько раз превышает скиновую глубину проникновения на частотах 1.5 ГГц. К преимуществам технологии КНТО также относятся возможность монтажа навесных активных компонентов и низкая себестоимость.
Многослойная технология предоставляет возможности для создания СВЧ-устройств на квазисосредоточенных элементах. Миниатюрные устройства, предназначенные для работы в нижней части СВЧ-диапазона, могут быть реализованы даже при использовании КНТО с невысокой диэлектрической проницаемостью (sr = 7... 10).
© П. А. Туральчук, Я. А. Колмаков, А. В. Симин, Д. В. Холодняк, 2005 65
Ci
C2
Ci
б
Рис. 1
Сз ||C3 На рис. 1, а показана схема трехзвенного по-
лосно-пропускающего фильтра с емкостными элементами связи. Синтез фильтра осуществлялся по стандартной методике [5] с использованием низкочастотного прототипа и инверторов проводимости. Номиналы элементов Чебышевского фильтра, предназначенного для использования в системах беспроводной связи стандарта IEEE 802.11b/g (2.4...2.5 ГГц), следующие: Ьх = 0.32 нГн ; Q = 12.20 пФ ;
С2 = 11.08 пФ ; С3 = 1.14 пФ . Топология многослойной ИС фильтра на квазисосредоточенных элементах представлена на рис. 1, б. Для реализации фильтра использованы четыре слоя КНТО DuPont Green Tape™ 951 с диэлектрической проницаемостью sr = 7.8 . Толщина каждого слоя после обжига составляла 92 мкм. Проводящие слои имели толщину 10 мкм.
Емкости контуров фильтра (Q и С2) выполнены в виде плоскопараллельных конденсаторов, в которых один электрод образован металлической пластиной, расположенной между слоями керамики, а в качестве другого выступают два заземленных экрана, находящихся в верхнем и в нижнем проводящих слоях. Емкостные элементы связи между контурами (С3) реализуются за счет частичного перекрытия электродов конденсаторов,
расположенных в разных слоях. Индуктивные элементы (L^) выполнены в виде высоко-
омных отрезков полосковой линии передачи соответствующей длины. Для уменьшения влияния паразитной емкости полосковой линии все индуктивности размещены в центральном слое. Посредством межслойных соединений через металлизированные отверстия один конец каждого индуктивного элемента соединяется с электродом соответствующего конденсатора, а другой конец - с заземленным экраном. ИС СВЧ-фильтра имеет габариты 7.5x4.5 мм , что примерно соответствует 1/6x1/10 длины волны в полосковой линии передачи на центральной частоте.
На рис. 2 представлены расчетные характеристики фильтра в узкой (рис. 2, а) и в широкой (рис. 2, б) полосах частот, полученные электродинамическим моделированием его структуры (рис. 1, б). Штриховыми линиями показаны характеристики идеального фильтра без потерь. Сплошные линии соответствуют характеристикам реального фильтра
с учетом потерь в проводящих (R^c = 2 Ом/□) и диэлектрических слоях (tg 5 = 2 -10-3).
Вносимые потери в полосе пропускания фильтра (2.4.2.5 ГГц) не превышают 2.7 дБ. Согласование по входу не хуже -20 дБ. Фильтр обеспечивает не менее 30 дБ ослабления сигнала на частотах ±0.4 ГГц от краев полосы пропускания.
2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 f ГГц
1 2 3 4 5 6 7 f ГГц
-10
-30
-20
-40
0
I •
-20
-40
0
И, ДБ
И, ДБ
а
б
Рис.2
Дополнительным преимуществом СВЧ-фильтров на квазисосредоточенных элементах является отсутствие паразитных полос пропускания на кратных гармониках, присущих фильтрам на распределенных резонаторах. В частности, на рис. 2, б, где показаны характеристики разработанного фильтра в широкой полосе частот, такие полосы отсутствуют на второй и на третьей гармониках центральной частоты полосы пропускания.
С применением многослойной технологии удобно реализуются миниатюрные направленные ответвители (НО) на квазисосредоточенных элементах. В основе такой реализации лежит замена всех отрезков линий передачи в составе НО эквивалентным их представлением в виде П-схемы на сосредоточенных реактивностях. С точки зрения удобства реализации, предпочтительным является использование П-схемы, имеющей структуру фильтра нижних частот. Пример реализации двухшлейфного моста на квазисосредоточенных элементах в виде многослойной ИС на КНТО описан в [6].
На телекоммуникационных частотах (0.9.2.5 ГГц) значения индуктивных элементов в эквивалентной схеме НО могут достигать нескольких наногенри, что затрудняет их реализацию. Принимая во внимание технологические ограничения на минимальную ширину линий, для реализации таких индуктивностей в квазисосредоточенном исполнении требуются отрезки линий передачи достаточной протяженности. Здесь имеются две основные проблемы. Во-первых, протяженные отрезки линий передачи могут обладать значительной паразитной емкостью на землю. Для ее уменьшения в ряде случаев приходится применять специальные меры, например увеличивать количество или толщину диэлектрических слоев с целью увеличения расстояния до заземленного экрана. Во-вторых, выполнение квазисосредоточенной индуктивности в одном проводящем слое часто оказывается неоправданным из-за неэффективного использования площади. Так, в [6] индуктивные элементы в составе НО реализованы на микрополосковых линиях, выполненных в виде меандра. При этом устройство с центральной частотой характеристики 1.95 ГГц занимает площадь
13 х13 мкм , что составляет около 1/5x1/5 длины волны в линии передачи на центральной частоте. Таким образом, линейные размеры уменьшились по сравнению с НО на распределенных элементах примерно в 1.5 раза, а площадь уменьшилась более чем на половину.
Габариты НО могут быть существенно уменьшены за счет применения спиральных индуктивностей, витки которых располагаются друг над другом в нескольких проводящих
слоях. Это также позволяет снизить паразитную емкость линии и укоротить общую длину индуктивного элемента.
Четвертьволновый трансформатор является простейшим инвертором сопротивления. Таким образом, четвертьволновый отрезок линии передачи может быть эквивалентно заменен емкостной П-схемой инвертора на сосредоточенных элементах. На рис. 3, а показано эквивалентное представление двушлейфного моста, в котором четвертьволновые отрезки линий передачи с волновым сопротивлением 50 Ом заменены емкостной П-схемой инвертора на сосредоточенных элементах Q, а линии с волновым сопротивлением 35 Ом заменены на П-схему, состоящую из последовательно соединенных индуктивности Lу и двух параллельных емкостей С2. Отрицательные емкости инверторов поглощаются большими положительными емкостями цепочек со структурой ФНЧ. Такое представление позволяет минимизировать число индуктивностей в схеме НО на сосредоточенных элементах (рис. 3, б).
Значения элементов эквивалентной схемы трехдецибельного НО (рис. 3, б) с центральной частотой характеристики 2.45 ГГц следующие: Ly = 2.30 нГн; Q = 1.31 пФ;
С2 = 0.54 пФ . Топология многослойной ИС устройства показана на рис. 3, в. НО реализован
в девяти слоях КНТО DuPont Green Tape™ 951 толщиной 92 мкм (sr = 7.8). В составе НО
использованы спиральные индуктивности, выполненные в двух проводящих слоях. Переходы от подводящих линий к контактным площадкам в верхнем проводящем слое на рис. 3, в
не показаны. Устройство имеет габариты 5.2х 2.4 мм , что приблизительно соответствует 1/8x1/18 длины волны в полосковой линии передачи на центральной частоте. Занимаемая площадь в 15 раз меньше площади НО на распределенных элементах. Амплитудные и фазовые характеристики трехдецибельного НО, полученные при помощи электродинамического моделирования многослойной структуры с учетом потерь в проводящих слоях толщиной 10
мкм (Rdc = 2 Ом/□) и диэлектрических слоях (tg 8 = 2 -10-3), представлены на рис. 4, а и б
соответственно. Неравномерность рабочего и переходного затуханий трехдецибельного НО в рабочей полосе частот (2.4.2.5 ГГц) составляет 2.7.3.7 дБ с учетом потерь. Разность фаз выходных сигналов во всей рабочей полосе частот постоянна и равна 88°.
C2 C2
-C
-Ci
41
Hi
L
Cl C
/*Y*Y-\_
Li -
lb lb
-Ci
-Ci
C2 40—
C
Li -TYW.
C2
-03
10-
C2
Li -TW-V-
Ci
-02
C2
C2
C2
Рис. 3
3
4
2
1
6
a
2.0
2.2
2.4
2.6
2.8 f ГГц
10
20
30
S , дБ
1 1 1 1
— S31 S21 ^
- S41 /
— Sill
-45
-90
-135
2.0 2.2 2^ ^2.6 2.8 f ГГц
— Ф31
Ф21
б
Рис. 4
По технологии многослойных ИС на основе КНТО также могут изготавливаться СВЧ-устройства на распределенных элементах для применений, использующих верхнюю часть СВЧ-диапазона (таких, как спутниковая связь). При этом возможность размещения элементов в нескольких слоях позволяет реализовывать связанные линии передачи с лицевой связью и получать высокие значения коэффициента связи, необходимые для широкополосных фильтров. Это предоставляет разработчику дополнительную степень свободы и позволяет избежать слишком узких зазоров связи, труднореализуемых технологически.
На рис. 5, а показана топология четырехзвенного полосно-пропускающего фильтра с центральной частотой 19.5 ГГц и относительной шириной полосы пропускания 15%. Фильтр выполнен с использованием пяти слоев КНТО DuPont Green Tape™ 951 толщиной 205 мкм и состоит из четырех полосковых резонаторов типа "шпилька", размещенных в двух проводящих слоях. В одном слое располагаются резонаторы 1 и 4 (рис. 5, б), в другом - резонаторы 2, 3 и подводящие линии. Переходы от подводящих линий к контактным площадкам в верхнем проводящем слое на рис. 5, а непоказаны.
Использование связи между входом и выходом для создания фильтров с числом нулей передаточной характеристики, равным количеству полюсов, теоретически обосновано и экспериментально подтверждено в ряде работ [7]-[9] применительно к двухзвенным фильтрам. Для получения четырех нулей передачи, симметрично расположенных относительно полосы пропускания четырехзвенного фильтра, необходимо ввести в его структуру две дополнительные связи.
ВходО
-О Выход
X X
Резонаторы
Рис.5
О
Ф
0
0
а
1
4
2
3
а
13 1б.5 20 23.5 у, ГГц
Принудительно организованная емкостная связь К между входной и выходной подводящими линиями в структуре рассматриваемого четырехзвенного фильтра (см. рис. 5, б) обеспечивает внесение двух дополнительных нулей передачи. Для внесения второй пары нулей передачи используется перекрестная связь индуктивного характера К2 между резонаторами 1 и 4. Контролируя величину дополнительных
S,
Рис. 6
связей, можно управлять положением нулей передачи а значит, крутизной фронтов характеристики фильтра и уровнем вносимого ослабления в полосе запирания.
На рис. 6 представлены результаты электродинамического моделирования четырехзвенного полосно-пропускающего фильтра с четырьмя симметрично расположенными нулями передачи. Потери в полосе пропускания не превышают 1 дБ, согласование по входу
2
лучше -15 дБ. Габаритные размеры многослойной ИС фильтра составляют 5 х 5 мм .
Таким образом, технология КНТО позволяет изготавливать миниатюрные СВЧ-уст-ройства с низкой себестоимостью в виде многослойных ИС, которые могут успешно применяться в системах телекоммуникаций и связи.
1. Glass ceramics functional substrate development / K. Tagami, T. Kubo, C. Makihara et al. // Proc. 6-th Int. Conf. on Multichip Modules, Denver, CO, USA, 2-4 April 1997. New York: IEEE, 1997. P. 363-370.
2. Highly-Integrated LTCC Frontend-Modules for Bluetooth and Wireless-LAN Applications / P. Heide, A. Chernyakov, K. Markov et al. // Proc. of European Wireless Technologies Conf., 7-9 October 2003, Munich. Munich, Germany: Horizon House, 2003. Vol. 3. P. 359-362.
3. Design of quasi-lumped-element LTCC filters and duplexers for wireless communications / A. Simine, V. Piatnitsa, A. Lapshin et al. // Proc. of 33-d European Microwave Conf., 7-9 October 2003, Munich. Munich, Germany: Horizon House, 2003. Vol. 3. P. 911-914.
4. Cahn R. W., Haasen P., Kramer E. J. Materials science and technology. A comprehensive treatment // Proc. of ceramics. New York: VCH Publishers Inc., 1996. Vol. 17A. 478 p.
5. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. М.: Связь, 1971.
6. A miniaturized branch-line directional coupler on low temperature cofired ceramic board / E. Loskot, S. Leppaevuori, A. Kourbanov et al. // Proc. 31-st European Microwave Conf., 24-28 September, 2001. London, UK. Vol. 1. London: Microwave Engineering, 2001. P.197-200.
7. Amari S., Bornemann J. Maximum number of finite transmission zeros of coupled resonator filters with source/load-multi-resonator coupling and a given topology // Proc. Asia-Pacific Microwave Conf., Sydney, Australia, 3-6 December 2000. Sydney: Causal Productions Pty Ltd, 2000. P. 1175-1177.
8. Amari S. Direct synthesis of folded symmetric resonator filters with source-load coupling // IEEE Microwave and Wireless Comp. Lett. 2001. Vol. 11, № 6. P. 264-266.
9. Kolmakov Ya. A., Savin A. M., Vendik I. B. Quasi-elliptic two pole microstrip filter with source-load coupling // Proc. Of The 5-th Int. Kharkov Symp. on Physics and Engineering of Microwaves, Millimeter and Submillimeter Waves, Kharkov, Ukraine, 21-26 June 2004. Kharkov: Kontrast Publishing Enterprise, 2004. P. 695-696.
Библиографический список
Т. 1. 439 с.
P. A. Turalchuk, Ya. A. Kolmakov, A. V. Simine, D. V. Kholodnyak Saint Petersburg state electrotechnical university "LETI"
Multilayer Integrated Circuits of Miniature Microwave Devices for Telecommunication Systems
Advantages of microwave devices designed as multiplayer integrated circuits based on low temperature co-fired ceramics are discussed. Design examples of filters and directional couplers using quasi-lumped as well as distributed components are considered.
Microwave integrated circuits, low temperature co-fired ceramics, filters, directional couplers
Статья поступила в редакцию 31 декабря 2004 г.
УДК 621.3.049.77:621.372.54
И. В. Колмакова, Я. А. Колмаков
Санкт-Петербургский государственный электротехнический
университет "ЛЭТИ"
Микрополосковый полоснопропускающий фильтр без паразитной полосы пропускания
Рассмотрены методы подавления паразитных полос пропускания у микрополоско-вых полосно-пропускающих фильтров. Представлен фильтр третьего порядка без второй полосы пропускания. Приведена топология, расчётные и экспериментальные характеристики фильтра.
СВЧ-фильтр, микрополосковый резонатор
Полоснопропускающие СВЧ-фильтры, использующие в качестве резонансных элементов полуволновые отрезки длинных линий, широко применяются в современной радиоэлектронике. Однако по сравнению с фильтрами на сосредоточенных элементах они имеют существенный недостаток - кратные паразитные полосы пропускания. Наличие таких полос снижает помехозащищенность радиоэлектронного устройства. При использовании фильтров с паразитными полосами пропускания в блоках разделения частотных каналов (мультиплексорах) с рабочей полосой в несколько октав возможно прохождение сигнала в основной полосе высокочастотного фильтра и в паразитной полосе пропускания более низкочастотного. В результате сигнал возникает в нескольких каналах одновременно, что может привести к ошибке работы системы в целом.
Существует несколько способов подавления паразитных полос пропускания фильтра. Наибольшее распространение получили: использование фильтра нижних частот (ФНЧ) [1]; использование резонаторов с плавно изменяющимся волновым сопротивлением [2]; емкостная компенсация [3]. Наиболее простым является использование ФНЧ, так как этот способ не требует применения усложненных методик проектирования, но при этом увеличиваются общие размеры фильтра. К тому же ФНЧ может иметь собственные паразитные полосы пропускания. Использование резонаторов с изменяющимся волновым сопротивлением подавляет паразитные полосы без увеличения размеров фильтра, но приводит к усложнению его проектирования и значительному увеличению времени расчета устройства в про© И. В. Колмакова, Я. А. Колмаков, 2005 71
