CC BY
27щими фирмами-производителями (NXP, ST Microelectronic, Infineon и т.д.) анонсируются следующие типовые эксплуатационные характеристики для дискретных RF LDMOS-транзисторов: достигаемая удельная мощность [8] порядка 0,82 Вт/мм, достигаемое при этом усиление 14,5 дБ, пиковая эффективность 52%. Также можно встретить изделия с более высокой удельной мощностью - до 0,9 и даже 1,0 Вт/мм, усилением до 16,5 дБ, пиковой эффективностью 62% [9]. Приведенные электрофизические параметры взяты из сопровождающих изделия справочных листов фирм-производителей, образцы данной продукции предлагались в 2007 г. В настоящее время происходит улучшение этих параметров с каждым новым поколением LDMOS-транзистора.
Выигрыш в линейности усилителя [10, 11], построенного на базе LDMOS-технологии, является приоритетным для использования прибора в базовых станциях сотовой связи и беспроводных компьютерных сетях передачи информации (Wireless Networks). LDMOS-транзисторы также неплохо зарекомендовали себя в авиарадарах S- и L-диапазонов, а оптимизация работы усилителя для класса B положила начало вытеснению биполярных устройств с рынка технологий по производству радарной техники. Препятствием к дальнейшему развитию биполярной технологии для радиочастотного применения наряду с электрофизическими параметрами является проигрыш в технологичности производства данного класса приборов, так как LDMOS-технология является более дешевой и легче воспроизводимой.
Конструктивно n-LDMOS-транзистор представляет собой трехполюсник, выполненный на эпитаксиальной подложке с высокоомным ~ 6-8 Ом-см эпитаксиальным слоем, контактами к областям стока, затвора и имеющий объединенный с истоком контакт к подложке (см. рис.1). Целью объединения области истока с подложкой служит минимизация входной индуктивности и, как следствие, достижение высоких значений коэффициента усиления мощности. Кроме того, уменьшение количества контактов у прибора также способствует его более легкой интеграции, уменьшает количество проволочных межсоединений в корпусе кристалла и способствует упрощению процесса расчета калибровочных емкостей и сопротивлений. Частотные свойства транзистора улучшаются (возрастают f и fmax) с уменьшением длины канала, которая обеспечивается боковой диффузией примеси р-типа под поликремниевый затвор транзистора (область р-well (р-карман) на рис.1). При этом также возрастает и крутизна, однако чрезмерное уменьшение захода области кармана под затвор может привести к появлению выраженной короткоканальности, возникновению токов утечки и другим нежелательным эффектам. Область р-sinker служит для создания надежного и низкоомного контакта к подложке. Еще на стадии проектирования необходим точный расчет условий, при которых произойдет гарантированное смыкание областей подложки и внедряемой примеси с минимальной концентрацией бора на переходе ~3-18 ат/см3, так как спад концентрации бора в области границы между р-sinker и р-подложкой приведет к возрастанию входного сопротивления и, как следствие, более низкой удельной мощности прибора, а также к уменьшению крутизны допорогового участка проходной ВАХ транзистора. В основу функционирования LDMOS-транзистора также заложен эффект уменьшения поверхностного электрического поля в области стока - resurf-эффект (Reduse Surface Field) [12, 13]. Для этого область стока разделяют на две подобласти - непосредственно п-сток и п -resurf. Использование данного приема приводит к тому, что низколегированная область (п-resurf) при наличии даже малого потенциала, приложенного к стоковому электроду, успевает обедняться до наступления ударной ионизации. Распределение электрического поля в структуре при этом носит «вытянутый» симметричный характер вдоль линии стока, и пробивное напряжение транзистора увеличивается.
Использование гевшгТ-принципа коренным образом отличает СВЧ МОП-транзистор от обычных МОП-транзисторов, используемых в низковольтных быстродействующих элементах - процессорах, схемах логической памяти и т.д. В схеме появляется возможность повышения напряжения питания до нескольких десятков и даже сотен вольт [14, 15]. Для реализации ге-БшгГ-эффекта необходим расчет конструкции стоковой области прибора с достижением компромисса между значениями выходного сопротивления, длины области и пробивного напряжения. Также при этом необходимо подбирать толщину эпитаксиальной пленки таким образом, чтобы пробой при оптимизированной геометрии и профиле легирующей примеси и-геБшгГ области происходил непосредственно в этой области, а не через эпитаксиальную пленку (рис.2) [16].
Использование эпитаксиальных пластин налагает определенные ограничения на проведение температурных операций, в результате которых происходит диффузия бора из исходной подложки в эпитаксиальную пленку так, что при определенных условиях температурного режима бор может подойти вплотную к области перехода и-геБшгТ/эпитаксиальная пленка. В данном случае это приведет к снижению пробивного напряжения. Падение пробивного напряжения обусловлено изменением градиента концентрации примеси в ^-и-переходе и может достигать десятков вольт.
ЬВМОБ-транзисторы делятся на две основные категории с учетом особенности их конструкции: без платы Фарадея и с платой (рис.3 и 4). При этом есть различия и по выполнению платы Фарадея: она может быть сконструирована как продолжение истоко-вого контакта, полностью перекрывающей область затвора, а также изолированной, частично перекрывающей затвор и не подключенной ни к одной шине - «оборванный» вариант платы.
Оба варианта исполнения ЬБМОБ-транзистора с различной конструкцией платы Фарадея показаны на рис.4. Структура, показанная на рис.3, относится к начальным поколениям ЬБМОБ-транзисторов. Плата Фарадея появилась в промышленных образцах позднее. Эти конструкции более перспективны, так как наличие платы позволяет улучшить часть важных электрофизических параметров структуры, в частности позволяет уменьшить выходную емкость затвор-сток Сё& а также в случае с «оборванным» вариантом снижать инжекцию «горячих электронов» из стоковой области в затвор транзистора. Снижение выходной емкости позволяет достигать более высоких значе-
03
ей
& 94
н о
8 92
к
а
^ 90
(D
S
н 88
86
g 84
и «
к
ю 82
о &
-•—I—■—1—1-1->-1-»-1->-1—'—I—"—г
Пробой геБшгГ-области
Пробой через эпитаксиальную пленку
/ I
6 7 8 9 10 11 12 13 14 Толщина эпитаксиальной пленки, мкм
Рис.2. Зависимость пробивного напряжения ЬБМО8-транзистора от концентрации примеси в эпитаксиальной пленке и ее толщины (оптимизация примесного профиля и геометрии и-геБий- была выполнена отдельно):
—■— p-epi = 6-1014см3; —•— p-epi = 1-1015см-3; —▲— p-epi = 3-1015см-3;
rssurf dose = 1,9-1012см-2; rssurf dose = 2,1Т012см-2; iesurf dose = 2,7Т012см-2
||Me2
p-epi layer
p+-substrate
Рис.3. Конструкция ЬБМО 8-транзистора без платы Фарадея
Плата Фарадея, объединенная с истоком
p+-substrate
p-epilayer
p+-substrate
«Оборванная» плата Фарадея
Рис.4. Варианты исполнения конструкции платы Фарадея
ний граничной частоты усиления транзистора по току /{, так как частота в данном случае обратно пропорциональна выходной емкости С^: = , где gm - крутизна.
Решение задачи по снижению интенсивности бомбардировки высокоэнергетичны-ми носителями заряда [17] участка подзатворного окисла, прилежащего к краю стоковой области, - одна из важнейших для класса приборов с высоким напряжением питания. В данном случае наиболее часто используемое напряжение питания СВЧ ЬБМОБ-транзисторов имеет значение более 28 В. Наличие платы [18] вносит дополнительный вклад в обеднение области п-геБигГ носителями заряда вблизи участка стока, примыкающего к области канала, снижая при этом значение напряженности электрического поля на этом участке (рис.5) и тем самым перемещая максимум плотности тока глубже от поверхности. В результате такого воздействия деградационные параметры структуры улучшаются. Увеличивается среднее время наработки на отказ, связанное с отказом по подзатворному окислу, который вследствие уменьшения протекания в нем тока менее интенсивно накапливает дефекты. Захват изоляционным окислом носителей заряда также может приводить к постепенной деградации сопротивления транзистора в открытом состоянии Яоп, порогового напряжения и тока насыщения. При наличии платы «уход» данных параметров от начальных значений в процессе работы прибора минимизируется и вероятность возникновения рассогласования в схеме усилителя также падает [19]. Целесообразность применения объединенной с истоком, или «оборванной», конструкции платы (см. рис.4) для ЬБМОБ-транзистора обоснована в [9], где указан один из основных параметров структуры - топологическая длина канала транзистора, которая должна определять тип платы при выборе. Там же отмечено, что для транзисторов с длиной канала, превышающей 0,5 мкм, предпочтительнее использование первого варианта, а для длин менее 0,5 мкм - второго, где плата является изолированным элементом.
Горизонтальное расстояние, мкм
Рис.5. Схематичное изображение изменения распределения электрического поля в структуре при
добавлении платы Фарадея:-без платы Фарадея;
-с платой Фарадея
Выход на требуемую по ТЗ мощность осуществляется на кристалле последовательным набором единичных ЬБМОБ-транзисторов в ячейку. При этом затворы обычно располагаются параллельно друг другу, образуя так называемую «гребенку», фрагмент сечения такой структуры представлен на рис.6. В литературе подобный способ размещения единичных транзисторов друг относительно друга называют «пальчиковым».
Шина объединенного контакта подложка-исток
Металл для межсоединений затворов друг с другом
Шина контакта к стоку
р-ер1
р -подложка
Рис.6. Фрагмент сечения ЬБМО8-ячейки, состоящий из четырех параллельно соединенных
СВЧ-транзисторов [20]
Так как типовое расстояние между стоком и истоком в ЬОМОБ-транзисторе превосходит расстояние между базой и эмиттером в биполярном приборе, рабочая температура р-и-перехода обычно не поднимается выше 200 °С, несмотря на то что удельная мощность при этом у ЬОМОБ-транзистора может превышать 0,5 Вт/мм. Данное преимущество позволяет производить монтаж прибора в корпус без использования дорогостоящих теплопроводных паст на основе оксида бериллия ВеО, которые кроме того являются достаточно токсичными. После окончания производственного цикла подложка со сформированными транзисторными структурами утоняется с нижней стороны до толщины 20-40 мкм на специальном оборудовании и непосредственно в корпус кристалл приклеивается донной стороной подложки на специальный «подиум», выполненный из материла с высокими теплопроводными свойствами (алюминий, медь) (рис.7).
Достигнутые успехи в совершенствовании ЬБМОБ-приборов и технологий не препятствуют дальнейшему развитию научных проектов, связанных с производством приборов на основе альтернативных полупроводниковых материалов. Однако, учитывая дешевизну кремния, относительную простоту интеграции технологии производства ЬБМОБ-транзисторов в базовый технологический процесс изготовления КМОП-элементов и распространенность промышленных предприятий, специализирующихся на производстве кремниевых приборов, можно с уверенностью утверждать, что рынком телекоммуникационных услуг еще долгое время будут востребованы усилители сигнала, где в качестве базового элемента выступает объемный 81-транзистор, выполненный по технологии ЬБМОБ.
Рис.7. Фотография 60-ваттного ЬБМО8-транзистора, помещенного в корпус (проволока для распайки выводов сделана из золота) [9]
Литература
1. Васильев А.Г., Кузнецов Ю.А., Крымко М.М. НПП «Пульсар» - лидер российской твердотельной СВЧ-электроники // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. - 2006. - С. 15-17.
2. Шахнович И. Твердотельные СВЧ приборы и технологии // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. - 2005. - № 4. - С. 13-15.
3. Grigory Doudorov. Evaluation of Si-LDMOS transistor for RF power amplifier in 2-6 GHz frequency range // LINKOPING UNIVERSITY ELECTRONIC PRESS, SWEDEN, 2003. - P. 19, 20.
4. Asad Abbas Syed. Large Signal Physical Simulations of Si LDMOS transistor for RF application. -2005. - P. 2-6.
5. Murae T., Fujii K., Matsuno T. High power S-band solid-state amplifiers for surveillance and traffic control radars // Microwave Symposium Digest, 2001 IEEE MTT-S International Vol.2, Issue. - 2001. - Vol. 2. -P. 653-656.
6. Дмитриев В.А., Осипов А.М. Моделирование СВЧ-транзисторов методом экстраполяции S-параметров // Вестник Новгородского государственного университета. - 2004. - № 26. - С. 74.
7. RF-LDMOS: A Device Technology for High Power RF Infrastructure Applications / Wayne Burger, Helmut Brech, DavidBurdeaux et al. // Freescale Semiconductor. - 2004. - P. 1-3.
8. 1W/mm RF power density at 3.2 GHz for a dual-layer RESURF LDMOS transistor / J.Olsson et al. // IEEE Electron Device Lett. - 2002. - Vol. 23. - April. - P. 206-208.
9. RF LDMOS power transistor technology for pulsed L-band transmitters / G.Formicone, F.Boueri, J.Burger et al. // Integra Technologies, Inc. - 2007. - P. 54-56.
10. Steve V. Cripps. RF Power Amplifiers for Wireless Communications. - Artech House, 1999. -P. 300-315.
11. Stephen A.Maas. Nonlinear Microwave and RF circuits // Artech House microwave library. - 2003. -January. - P. 600-612.
12. Appels J.A., Vaes H.M.J. High voltage thin layer devices (RESURF Devices). - Philips Research Laboratories Eindhoven. - The Netherlands, 1979. - P. 238-240.
13. Ludikhuize A. W. A review of RESURE technology // Proc. IEEE ISPSD'00. - 2000. - P. 11-18.
14. Perugupalli P., Trivedi M., Shenai K., Leong S.K. Modeling and characterization of an 80 V silicon LDMOSFET for emerging RFIC applications // IEEE Trans. Electron. Devices. - 1998. - Vol. 45. - July. -P. 1468-1478.
15. Dragon C. 200W push-pull & 110W single-ended high performance RF-LDMOS transistors for W-CDMA basestations applications // IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest. - 2003. - P. 69-72.
16. Maria Merlyne De Souza, Paolo Fioravanti, Cao, David Hinchley. Design for Reliability: The RF Power LDMOSFET // IEEE Transactions On Device And Materials Reliability. - 2007. - Vol. 7, No 1, March. -P. 162-164.
17. Xu S., Foo P. RF LDMOS with extreme low parasitic feedback capacitance and high hot carrier immunity // Proc. IEDM Tech. Dig.8.5. - 1999. - P. 201-204.
18. Marvin N. Marbell, Sergey V. Cherepko, James C.M. Hwang, M. Ayman Shibib, Walter R. Curtice. Effects of Dummy Gate on Breakdown and Degradation of LDMOSFETs. - 2008. - March. - P. 193-197.
19. Ludwig R., Bretchko P. RF Circuit Design Theory and Application. - Prentice Hall, 2000. -P. 528-534.
20. High Power LDMOS technology for wireless infrastructure / A.Litwin, Q. Chen, J. Johansson, G. et al. // Ericsson Microelectronics, SE-164 81 Kista, Sweden. - 2001. - P. 1-4.
Статья поступила 28 мая 2009 г.
Кузнецов Евгений Васильевич - начальник лаборатории перспективной элементной базы и технологических маршрутов НПК «Технологический центр» МИЭТ. Область научных интересов: технология микроэлектроники, физика полупроводниковых приборов. E-mail: [email protected]
Шемякин Александр Валерьевич - младший научный сотрудник НПК «Технологический центр» МИЭТ. Область научных интересов: технология микроэлектроники, математическое моделирование полупроводниковых устройств.
E-mail: [email protected]
УДК 621.314.6
Разработка управляемых выпрямителей на основе биполярных статических индукционных транзисторов
А.Р.Шахмаева
Дагестанский государственный технический университет (г. Махачкала)
Ф.И.Букашев
Новгородский государственный университет имени Ярослава Мудрого
Предложены структурная и принципиальная схемы управляемого выпрямителя на основе биполярного статического индукционного транзистора (БСИТ), а также критерий эффективности управляемых выпрямителей -эквивалентное падение напряжения. Представлены результаты исследований макета управляемого выпрямителя на БСИТ КТ698И. Проведена оптимизация технологического маршрута изготовления микроэлектронного управляемого выпрямителя, включающего БСИТ и интегральные биполярные элементы схемы управления.
Для повышения КПД низковольтных преобразователей широко используются синхронные (управляемые) выпрямители с МОП-транзисторами в качестве ключевых элементов [1]. Многие крупные производители серийно выпускают интегральные схемы управления или предлагают готовые решения для создания синхронных выпрямителей, например International Rectifier IR1176 [2] и Fairchild Semiconductors SG6203 [3].
Помимо синхронных выпрямителей с МОП-транзисторами известен класс управляемых выпрямителей на основе биполярных транзисторов. Наиболее ранняя известная конструкция преобразователя напряжения - управляемый выпрямитель однофазной двухполупериодной схемы со средней точкой силового трансформатора [4]. Разработано большое число различных вариантов управляемых преобразователей переменного напряжения в постоянное, в качестве примера можно отметить работу [5].
Перспективным полупроводниковым прибором, пригодным для создания и совершенствования управляемых выпрямителей, является биполярный статический индукционный транзистор (БСИТ). Несмотря на отличие внутренней структуры, с точки зрения электрических характеристик БСИТ подобен биполярному транзистору, но отличается от последнего существенно более высоким быстродействием, заметно меньшими потерями в цепи управления и в цепи коммутации, большей областью безопасной работы по причине отсутствия вторичного пробоя. К числу достоинств БСИТ следует также отнести низкое напряжение управления.
Критерий эффективности работы управляемых выпрямителей. Для управляемых выпрямителей может быть введен критерий эффективности - суммарная мощность потерь в управляемом выпрямителе:
(1)
© А.Р.Шахмаева, Ф.И.Букашев, 2009
где /вых - выходной ток управляемого выпрямителя, А; ¥вх, ¥въх - соответственно входное напряжение и выходное напряжение управляемого выпрямителя, В; /у - ток потребления управляемого выпрямителя, А.
Введем критерий - эквивалентное падение напряжения управляемого выпрямителя, равное падению напряжения на выпрямительном элементе, выделяющем при равном среднем выходном токе равную тепловую мощность:
едСЯ
/ в
= V - V +
вх вых
V /
' вх у
/вых
(2)
ПЯ1
к2
ут2
Одной из мер энергетической эффективности выпрямительного диода является прямое падение напряжения при заданном прямом токе. Усилия разработчиков направлены на его снижение при сохранении высокого быстродействия. Для современных диодов Шоттки прямое падение напряжения достигает 0,5 В и менее. Анализ выражения (2) и эксперимент показывают, что эквивалентное падение напряжения рассматриваемых управляемых выпрямителей монотонно возрастает с ростом выходного тока и выходного напряжения. Предложенный критерий удобен для количественной оценки энергетической эффективности использования данных управляемых выпрямителей по сравнению с диодами в зависимости от диапазона изменения выходного тока и напряжения.
Исследование макета управляемого выпрямителя на основе БСИТ с пропорционально-насыщенным управлением. Повышение функциональных характеристик преобразователей связано в первую очередь с расширением диапазонов входного напряжения и выходного тока. Результатом работы в Вход ут1 Нагружа
этих направлениях явилась новая конструкция высокоэффективного низковольтного быстродействующего управляемого выпрямителя [6].
Схемотехническая реализация макета управляемого выпрямителя приведена на рис.1 (использован и-БСИТ КТ698И).
В данном макете VT1 - БСИТ КТ698И, КТ2 - биполярный транзистор КТ3102Б, УТЗ и VT4 - КТ3107Б, УБ1 и VD2 - ЬЬ4147, К1 - 1 кОм, К2 - 7,5 Ом, КЗ - 22 Ом. Конденсатор С1 емкостью 15 нФ предназначен для поддержания
потенциала на базе транзистора VT1 с целью его более быстрого запирания. Здесь реализован метод пропорционально-насыщенного управления биполярным статическим индукционным транзистором [7]. Установлено, что входное напряжение, равное 2,0 В, является нижним рабочим напряжением данного управляемого выпрямителя.
Входное переменное напряжение для макета управляемого выпрямителя формировалось при помощи инвертора, собранного на сильноточных МОП-транзисторах. Питание инвертора задавалось при помощи двухполярного регулируемого источника питания со средней точкой, соединенной с общим проводом схемы управляемого выпрямителя. На затворы транзисторов от управляемого генератора подавались прямоугольные импульсы заданной частоты со скважностью, равной двум. Нагрузкой макетов управляемых выпрямителей являлись мощные безындуктивные пленочные рези-
утз
-ю\
"Ш2
ут4
кз
Общий
Рис.1. Управляемый выпрямитель с пропорционально-насыщенным управлением БСИТ
сторы. Напряжения и токи измерялись при помощи двухканального цифрового осциллографа. Значения мощности и тока получены посредством численного интегрирования обработанных массивов данных.
На рис.2 и 3 приведены примеры осциллограмм входного и выходного напряжений, выходного тока и тока потребления на частоте 750 кГц. В таблице обобщены энергетические характеристики управляемого выпрямителя в зависимости от входного напряжения и сопротивления нагрузки. Эквивалентное падение напряжения управляемого выпрямителя также отнесено к фазе проводимости БСИТ.
Время, мкс
Рис.2. Осциллограммы входного (-□-) и выходного (-■-) напряжения при сопротивлении нагрузки 7,5 Ом и частоте 750 кГц
Время, мкс
Рис.3. Осциллограммы тока нагрузки (-■-) и тока потребления (-□-) при сопротивлении нагрузки 7,5 Ом и частоте 750 кГц
Энергетические характеристики управляемого выпрямителя (номинальное напряжение 3,0 В, частота 750 кГц)
Выходной ток, А (действительное значение) Выходная мощность, мВт Мощность цепи коммутации, мВт Мощность цепи управления, мВт КПД, % Эквивалентное напряжение, В
0,406 617,0 28,2 19,7 92,8 0,118
0,791 1171,8 101,5 34,3 89,6 0,172
1,161 1685,5 211,7 40,1 87,0 0,217
