CC BY
21
УДК 621.314.5
DOI 10.18635/2071-2219-2016-1-33-40
Модифицированный квази-импедансный инвертор напряжения с улучшенной внешней характеристикой
Д. В. Панфилов,
Новосибирский государственный технический университет
И. A. Баховцев,
Новосибирский государственный технический университет, кандидат технических наук, доцент кафедры электроники и электротехники
А. А. Гусев,
Черниговский национальный технологический университет,
кандидат технических наук, доцент кафедры биомедицинских радиоэлектронных аппаратов и систем
В статье предложена новая топология квази-импедансного инвертора, которая позволяет автономной системе электроснабжения работать в режиме холостого хода без подключения балластной нагрузки. Приведены результаты моделирования и эксперимента, подтверждающие работоспособность новой схемы. Проведено сравнение характеристик предложенной схемы с характеристиками традиционного квази-импедансного инвертора.
Ключевые слова: трехфазный трехуровневый инвертор, квази-импедансный инвертор, моделирование.
Автономные системы электроснабжения с солнечными панелями и накопителями электроэнергии широко распространены в регионах, где есть необходимость в бесперебойном электроснабжении малой мощности (до 10 кВт) [1]. Для стабилизации выходного напряжения системы обычно используются повышающе-понижаю-щие преобразователи, поскольку выходное напряжение солнечных панелей может меняться в широком диапазоне в зависимости от окружающих условий и нагрузки [2]. Если необходимо получить стандартное переменное выходное напряжение со стабилизированным действующим значением основной гармоники при широком изменении входного напряжения, то, как правило, применяют инвертор напряжения с повышающим преобразователем [3-7].
+ I С
Ос1 -й-
/ Т
1
Т
Т 2 /
3 /
'Т,
Т 4 /
Другой тип преобразователей, который позволяет выполнять аналогичные функции в автономных системах электроснабжения, - это квази-импедансные инверторы [8-11]. Они сочетают в себе качества традиционных повышающих преобразователей, такие как широкий диапазон регулирования выходного напряжения и непрерывный входной ток, а также обладают собственными преимуществами - однократным преобразованием энергии и устойчивостью к короткому замыканию стоек инвертора [9-10].
Топология типового трехфазного квази-импе-дансного инвертора (КИИ) представлена на рис. 1 а. Инвертор повышает выходное напряжение за счет увеличения напряжения в звене постоянного тока при добавлении дополнительного состояния сквозной проводимости инвертора, в котором все ключи
б
Рис. 1. Топология традиционного (а) и модифицированного КИИ (б)
I
I
2
+
С
2
и
вх
Т
6
а
открыты и энергия накапливается от источника в дросселях квази-импедансных цепей [10, 12].
Как и большинство импульсных повышающих преобразователей, КИИ имеют свои недостатки. При работе на малых нагрузках, а также на холостом ходу они переходят в режим прерывистого входного тока, что приводит к неконтролируемому нарастанию напряжения в звене постоянного тока [13]. В настоящей статье предлагается схемотехническое решение данной проблемы. Предложенная топология КИИ изображена на рис. 1 б.
Работа в режиме холостого хода
На рис. 2 представлены схемы замещения для традиционного (рис. 2 а, б) и модифицированного КИИ (рис. 2 в, г) [11].
А
и а ' (г^гН'
1-2 О,.
1—2Д,
(1) (2)
где ивх - напряжение источника питания;
Ds - отношение длительности короткого замыкания к периоду коммутации < 0,5).
При номинальной нагрузке на интервале короткого замыкания (рис. 2 б), когда все ключи инвертора открыты, нагрузка не потребляет энергию. Диод D01 закрыт под действием приложенного к нему обратного напряжения, так как
иС2>ип.
(3)
В установившемся режиме конденсаторы С1 и С2 заряжены таким образом, что сумма их напряжений соответствует требуемому напряжению в звене постоянного тока. Напряжения на конденсаторах С1 и С2 соответственно выражаются соотношениями (1) и (2) [9]:
В индуктивности Ll накапливается энергия под действием тока от источника питания, в индуктивности L2 накапливается энергия от конденсатора С2, конденсатор С1 разряжается под действием напряжения источника питания, приложенного к нему в обратном направлении.
ис1 С1
•и -1
¡002
О-
-2 ¡-2
V/; 'инв
'-1 -1
иС1
-2 ¡12
иС2
е-
'-1 -1
О-
иС3
иС1
+ II -
Ь -3 '-2 -2
иС2
-1 -1
М/ 'ИНВ ивх
О-
иС3
+-
- 2 -2
иС2
Рис. 2. Схемы замещения традиционного КИИ в рабочих состояниях (а) и в состоянии короткого замькания (б) и модифицированного КИИ в состоянии обратной проводимости (в) и короткого замыкания (г)
С
+
+
+
С
С
2
+
2
и
и
и
вх
вх
б
а
С
и
С
-
3
С
3
С
С
3
2
+
+
С
+
+
2
и
вх
в
г
В рабочем интервале (рис. 2 а) инвертор напряжения находится в одном из состояний, когда нагрузка тем или иным образом подключена к звену постоянного тока. Диод D01 открыт, поскольку к его аноду приложена сумма напряжений источника питания и индуктивности L1:
ивх + (-и,л)>ис
(4)
Сумма напряжений конденсаторов С! и С2 имеет место на входе инвертора напряжения. ЭДС индук-тивностей L1 и L2 меняет знак и прикладывается к конденсаторам С! и С2. Накопленная энергия потребляется нагрузкой, конденсаторы С! и С2 заряжаются.
В режиме холостого хода в рабочих состояниях инвертора напряжения энергия, накопленная в индуктивностях L1 и L2, не потребляется нагрузкой. Это приводит к нарастанию значения напряжения на конденсаторах С! и С2 после каждого интервала короткого замыкания, когда ЭДС индуктивностей меняет знак и прикладывается к конденсаторам. Постоянное нарастание напряжения на конденсаторах приводит к нарастанию напряжения звена постоянного тока инвертора и, как следствие, выходного напряжения инвертора.
Уменьшение длительности короткого замыкания Ds снижает напряжение звена постоянного тока, однако в режиме холостого хода даже при нулевом значении Ds напряжение звена постоянного тока будет значительно превышаться по сравнению с напряжением источника питания.
Предлагаемое схемотехническое решение описанной выше проблемы основано на топологии, предложенной в [14, 15] для 2-инверторов. Модифицированная топология КИИ позволяет стабилизировать напряжение звена постоянного тока на холостом ходу и в режимах малой нагрузки. Основная цель модификации топологии состоит в том, чтобы при нарастании напряжения на конденсаторах была возможность для сброса накопленной энергии в дополнительный входной конденсатор или в аккумуляторную батарею через дополнительную цепь. Для этого в КИ-звено преобразователя добавляется транзистор Т01 со встречно-параллельным диодом, а параллельно диоду Dol подключается дроссель Lз, как показано на рис. 1 б.
Добавление возможности протекания тока по обратному контуру через встречно-параллельный транзистор позволяет сформировать дополнительные состояния КИИ. Схемы замещения для данных состояний приведены выше на рис. 2 в и 2 г.
В режиме холостого хода и при малой нагрузке напряжения на конденсаторах С1 и С2 могут быть ограничены за счет введенного дополнительного контура протекания тока. При условии, что
(5)
проводимости в состояние короткого замыкания возникает кратковременное включение конденсаторов С1 и С2 в последовательную цепь, поскольку время выключения транзистора Т01 больше времени включения транзисторов Т - Т6. Индуктивность Lз вводится для ограничения токов конденсаторов С1 и С2 при включении их в последовательную цепь. Таким образом, среднее значение напряжения на конденсаторах С1 и С2 снижается до заданного уровня - напряжения источника питания, умноженного на коэффициент повышения. При переходе из состояния обратной проводимости в состояние короткого замыкания (рис. 2 г) ток, который протекает через индуктивность Lз, замыкается через диод Dol.
Расчетные формулы для элементов КИ-звена традиционного КИИ, а также требования к силовым полупроводниковым компонентам по току и напряжению получены и приведены в [16-18]. К добавленному силовому ключу Т01 приложено то же напряжение, что и к диоду Dol [18]:
(6)
В номинальном режиме в активных состояниях КИИ ток КИ-звена протекает через диод Dol и встречно-параллельный диод ключа Т01 и определяется как
(7)
где PR
номинальная выходная мощность.
В режиме малой нагрузки ток КИ-звена может протекать от инвертора к входному источнику или конденсатору С3 через транзистор Т01 и дроссель Lз. Этот ток будет определяться величиной нагрузки, однако в режиме малой нагрузки и холостого хода он значительно меньше номинального. Таким образом, и индуктивность дросселя Lз должна быть значительно меньше индуктивностей Ll и L2, чтобы не влиять на переходные процессы при переключении между состояниями схемы.
11
11
Ут
и при включении дополнительного транзистора Т01 ток 1Ь2 будет протекать от инвертора через данный транзистор, индуктивность Lз и конденсатор Сз (рис. 2 в). При переходе схемы из состояния обратной
Уп
Рис. 3. Формирование импульсов управления ключами модифицированного КИИ
Принцип управления традиционным КИИ с синусоидальной широтно-импульсной модуляцией подробно описан в [19]. Чтобы сформировать дополнительное состояние обратной проводимости, импульсы управления силовым транзистором Т01 формируются постоянно путем инверсии импульсов формирования состояния короткого замыкания, как описано в [14]. Временные диаграммы, поясняющие формирование импульсов управления Т01, приведены на рис. 3, где ита, итЬ, итс - модулирующие сигналы для трех фаз, иоп - опорный сигнал, иа$+, UDS- -задающие сигналы для формирования длительности короткого замыкания.
Трехуровневый КИИ
В [12, 16, 20] описана топология трехуровневого трехфазного КИИ (рис. 4 а), а также указаны ее основные достоинства - высокое качество выходного напряжения и низкая загрузка активных и пассивных элементов.
Топологию КИИ, которая позволяет ему работать в режиме холостого хода без нарастания напряжения в звене постоянного тока, можно применить и к трехуровневой схеме инвертора. Для этого в каждое КИ-звено преобразователя включается контур обратного протекания тока, описанный ранее. Данная топология показана на рис. 4 б.
+
С1
-Н-
С2 С2 0з
002 —и—
+ С3
04
05 -3 0
/ Т2
/ Т
Т
/ Ту
' 8 /
Т1
С4
Управление трехфазным трехуровневым КИИ соответствует способу модуляции, описанному в [19-21]. Для управления инвертором используются два опорных сигнала, которые сдвинуты друг относительно друга на 180° [15]. Импульсы состояний короткого замыкания формируются путем сравнения одного задающего сигнала UDS с одним опорным [12, 20].
В дальнейшем проанализируем схему трехфазного трехуровневого КИИ.
Моделирование
Для сравнения были смоделированы топологии традиционного трехфазного трехуровневого и модифицированного КИИ. Моделирование проводилось в программной среде РошегБт. Модели силовых схем соответствуют топологиям, представленным на рис. 4. Параметры компонентов силовых схем были рассчитаны по соотношениям, полученным в [16, 17], и приведены в табл. 1. В модели был использован LC-фильтр на выходе инвертора [22]. Его параметры, параметры входного и выходного напряжений, а также частоты коммутации тоже представлены в табл. 1. Данные параметры были выбраны для соответствия условий моделирования условиям физического эксперимента. Нагрузка - активная, соединенная в звезду без нулевого провода.
С
Рис. 4. Топология трехфазного трехуровневого традиционного КИИ (а) и модифицированного КИИ (б)
Таблица 1
Параметры КИИ
Параметры моделирования Повышение напряжения Дроссели Конденсаторы Фильтр
Входное напряжение иВх = 240 В Выходное линейное напряжение иа(в//) = 190 В Выходная мощность Рвых = 700 Вт Частота выходного напряжения / = 50 Гц Частота коммутаций / = 50 кГц Коэффициент повышения выходного напряжения G = 1,33 В = 1,66 = 0,2 Коэффициент пульсаций входного тока Кь = 0,7 1ц = = ^ = ^ = = 900 мкГн L5 = L6 = 47 мкГн Коэффициент пульсаций напряжения на конденсаторах КС = 0,0001 С1 = С4 = 1000 мкФ С2 = С3 = 470 мкФ С5 = 470 мкФ Емкость СФ = 0,47 мкФ Индуктивность LФ = 1000 мкГн
С
Т
Т
-
0
-
01
2
0
Т
Т
6
10
и
и
вх
Т
3
-
4
Т
+
Для анализа работы преобразователей в режиме малой нагрузки и холостого хода были получены диаграммы напряжения звена постоянного тока и входного тока на нескольких периодах коммутации. Данные диаграммы для обоих преобразователей приведены на рис. 5.
На представленных временных диаграммах видно, что в традиционном КИИ при переходе в режим, близкий к режиму прерывистого тока (рис. 5 в), напряжение звена постоянного тока значительно возрастает по сравнению с номинальным режимом (рис. 5 а). Модифицированный КИИ поддерживает требуемый уровень напряжения в обоих режимах (рис. 5 б и г).
400 200 0 3,4
2,8
400 200
0
3,4
2,8
iBX, A
udC, В
Время a
Время б
600 400 200 0
1
0,5 0
udC, В
iBX, A
Время в
400 200 0
0,1
udC, В
iBX, A
iBX, A
U га
Время г
Рис. 5. Временные диаграммы напряжения звена постоянного тока и входного тока в номинальном режиме традиционного КИИ (а) и модифицированного КИИ (б), в режиме холостого хода традиционного КИИ (в) и модифицированного КИИ (г)
Для сравнения традиционной и модифицированной топологий были построены внешние характеристики, представленные на рис. 6. Характеристики были получены на модели традиционного КИИ с длительностью короткого замыкания Ds = 0,2 и с нулевой длительностью короткого замыкания («КИИ без повышения») и для модели модифицированного КИИ с Ds = 0,2. Полученные зависимости, как и ожидалось, показывают, что при переходе в режим малой нагрузки выходное напряжение КИИ начинает значительно нарастать. Уменьшение длительности Ds частично нивелирует данную проблему, однако ближе к режиму холостого хода нарастание выходного напряжения начинается и при нулевом времени короткого замыкания. При этом выходное напряжение модифицированного КИИ практически остается на заданном уровне во всем диапазоне изменения нагрузки.
180
160 150 140 130 120 110 100
к КИИ
L
% КИИ безповыш ения
X Ч Модифи цированны й КИИ
\ ....................................................
— , \
0,0
0,5
1,0 1,5
Ueff), A
2,0
2,5
Рис. 6. Внешние характеристики традиционного и модифицированного КИИ
Эксперимент
Для экспериментального подтверждения работоспособности предложенного КИИ и правильности полученных результатов моделирования были собраны макеты традиционного КИИ и модифицированного КИИ на базе трехфазного трехуровневого инвертора напряжения. Параметры используемых компонентов соответствуют значениям, приведенным в табл. 1. Параметры полупроводниковых приборов приведены в табл. 2.
В эксперименте была использована регулируемая трехфазная резистивная нагрузка, соединенная в звезду без нулевого провода. В качестве входного источника напряжения был использован регулируемый источник постоянного напряжения TDK-Lambda. Напряжение источника было установлено равным 240 В для обоих преобразователей, ток ограничен 3 А.
Таблица 2
Полупроводниковые приборы
Прибор Тип
Система управления (ПЛИС) Cyclone II EP4CE22E22C8
Драйверы транзисторов ACPL-H312
Транзисторы Т01, Т - Т^ C2M0080120
Диоды Л01, Л02, Б1 - Л6 C3D10065A
0
Измерения проводились с помощью осциллографа Tektronix MSO4034B, датчиков тока Tektronix TCP0150 и датчиков напряжения Tektronix TPA-BNC.
В ходе эксперимента были сняты осциллограммы за несколько периодов коммутации для анализа работы в режиме малой нагрузки (рис. 7 в, г). В табл. 3 приведены параметры напряжения звена постоянного тока, выходного напряжения и входного тока для двух преобразователей.
Полученные осциллограммы также совпадают с диаграммами моделирования и показывают, что модифицированная топология КИИ поддерживает номинальное напряжение звена постоянного тока во всем диапазоне выходных мощностей. Напряжение звена постоянного тока традиционного КИИ в режиме малой нагрузки при выходном токе 0,34 А возросло с 315 В до 465 В.
Для исследуемых преобразователей были измерены внешняя характеристика и зависимость КПД от выходной мощности. Внешняя характеристика снята при тех же условиях, что и при моделировании, и совпадает с уже полученной характеристи-
Таблица 3
Параметры полученных токов и напряжений
Параметры Традиционный КИИ Модифицированный КИИ
Действующее значение линейного напряжения ио(е//) 187 В 184 В
Действующее значение тока нагрузки 1а(е//) 2,11 А 2,07 А
Среднее значение напряжения звена постоянного тока и^с 313 В 310 В
Среднее значение входного тока 1вх 2,97 А 2,94 А
кои по характеру и количественным показателям (рис. 8 а). Зависимости КПД от выходной мощности представлены на рис. 8 б.
UDS100 В/дел
ГШ
I-
"1
/вх 0/5 А/дел
О looV
GD lo.ov 4 00|iS :
JO Mean Value 313 V 313 M In Max 312 314 std Dev 434m
О CycleRMS 1 HQ CycleRMS 7 84 m A 236 V Low signal amplitude Low signal amplitude
4 мкс/дел
UDS 100 В/дел
DS
mrr
/вх 0/5 А/дел
4 мкс/дел
О Mean 319 V 321 318 32!
10 CycleRMS 37. i V low signal amplitude
UDS 250 В/дел
41
/вх 1 А/дел _1
4 мкс/дел
_Mean 465 V 466 463
CJCycleRMS 121mA Low resolution
CycleRMS 367 V Low signal amplitude
Max 482
[O loov )
(J) 10.ov 4. oops
Value Mean Mln Max Std Dev ]
О Mean 320 V 320 320 320 162m
H О CycleRMS 35.4mA Low signal amplitude
■О CycleRMS 73.5 V Low resolution
Рис. 7. Осциллограммы напряжения звена постоянного тока и тока нагрузки в номинальном режиме традиционного трехуровневого КИИ (а), модифицированного КИИ (б) и в режиме малой нагрузки традиционного КИИ (в) и
модифицированного КИИ (г)
б
а
в
г
170 160 150 140 130 120 110 100
♦
à ^^ : i КИИ
: \ КИИ бе ;з повышен ия
•
\ \ 1 Мо дифициров анный КИИ
V
0,0 0,5
1,0 1,5
'a(eff)' А
а
2,0
2,5
КИ И ♦ - «и
♦ ■ ♦ ■ -V \ * ■ ■
iï ■ ■ ■
Моди фициров анный К ИИ
■
1
0,95 0,9 0,85 0,8 0,75 0,7
0,0 100 200 300 400 500 600 700
Рвьх Вт б
Рис. 8. Внешняя характеристика исследуемьвс топологий (а) и зависимости КПД от мощности нагрузки (б)
Данные зависимости соответствуют ожидаемым. КПД модифицированной топологии КИИ ниже в среднем на 2,5-3 % за счет добавления дополнительных ключей, являющихся основными источниками потерь в данном преобразователе. Незначительное
расхождение экспериментальных характеристик с результатами моделирования объясняется недостаточной точностью модели.
Предложенная модифицированная топология квази-импедансного инвертора призвана обеспечивать работу системы в режиме холостого хода без нарастания напряжения в звене постоянного тока. Проведено сравнение предложенной топологии с традиционной на примере трехфазного трехуровневого КИИ. Были выявлены основные достоинства предложенной схемы, такие как:
- возможность работы схемы в режиме холостого хода без нарастания выходного напряжения и без необходимости подключать балластную нагрузку; реализация жесткой внешней характеристики КИИ во всем диапазоне изменения нагрузки без подключения балластных резисторов;
- отсутствие необходимости вводить «мертвое время» между состояниями короткого замыкания и рабочими состояниями;
- минимальные и легко реализуемые изменения в системе управления по сравнению с традиционным преобразователем. Наличие дополнительных ключевых элементов практически не усложняет систему управления.
К недостаткам можно отнести то, что дополнительные элементы являются источниками дополнительных потерь, соответственно, имеет место некоторое уменьшение коэффициента полезного действия.
Применением предложенной топологии может стать автономная система электроснабжения с широким диапазоном входного напряжения источника питания и большими возможностями изменения мощности нагрузки.
Литература
1. Simoui S., Arab A. H., Bacha S., Azoui B. Optimal sizing of stand-alone photovoltaic system with energy management in isolated areas / / Energy Procedia. - 2013. - № 36. - Pp. 358-368.
2. Ribeiro E. F. F., Marques Cardoso A. J., Boccaletti C. Uninterruptible energy production in standalone power systems for telecommunications. International Conference on Renewable Energies and Power Quality (ICREPQ'09). - Valencia, 2009.
3. Kikuchi J., Lipo T. A. Three-phase PWM boost-buck rectifiers with power-regenerating capability / / IEEE Transactions on Industry Applications. - Vol. 38. Pp. 1361-1369.
4. Gao F., Loh P. C., Vilathgamuwa D. M., Blaabjerg F., Goh C. K., Zhang J. Q. Topological and modulation design of a buck-boost three-level dual inverter / / Proc. IEEE-IECON'06. - 2006. - Pp. 2408-2413.
5. Chakraborty S., Annie S. I., Razzak M. A. Design of single-stage buck and boost converters for photovoltaic inverter applications / / 3rd International Conference on Informatics, Electronics & Vision. - 2014. - Pp. 1-6.
6. Sudev V., Parvathy S. Switched boost inverter based DC nanogrid with battery and bi-directional converter / / 2014 International Conference on Circuit, Power and Computing Technologies. - Pp. 461-467.
7. RodrHguez-RodrHguez J. R., Moreno-Goytia E. L., Venegas-Rebollar V. A. Transformerless, single DC-input, DC-AC 7-levels boost converter for PV applications. - Pp. 1-6.
8. Siwakoti Y. P., Peng F. Z., Blaabjerg F., Loh P. C., Town G. E. Impedance-source networks for electric power conversion. - Pt. 1. A Topological Review / / IEEE Transactions on Power Electronics. - Vol. 30. - № 2. -Pp. 699-716.
9. Anderson J., Peng F. Z. Four quasi-Z-source inverters / / IEEE. 15-19 June 2008. - Pp. 2743-2749.
10. Liu Y., Abu-Rub H., Ge B. Z-source/quasi-Z-source inverters / / IEEE Industrial Electronics Magazine. -December 2014. - Pp. 32-44.
11. Nagaraj M., Sasikumar M. Simulation study of quasi impedance source isolated DC/DC converter fed drives / / International Journal of Engineering Research and Applications. - Vol. 2. - Issue 2. - March-April 2012. - Pp. 167-171.
12. Баховцев И. А., Панфилов Д. В. Построение трехфазного трехуровневого инвертора напряжения на базе квази-импедансного преобразователя / / Научный вестник НГТУ. - 2013. - № 4 (53). - С. 144-149.
13. Husev O., Roncero-Clemente C., Stepenko S., Vinnikov D., Romero-Cadaval E. CCM operation analysis of the single-phase three-level quasi-Z-source inverter / / Proc. of 15th International Power Electronics and Motion Control Conference and Exposition, EPE-PEMC 2012 ECCE Europe, September 4-6, 2012.
14. Ding X., Qian Z., Yang S., Cui B., Peng F. A High-performance Z-source inverter operating with small inductor at wide-range load. Applied Power Electronics Conference, APEC 2007 / / Twenty Second Annual IEEE. - Pp. 615-620.
15. Ding X., Qian Z., Yang S., Cui B., Peng F. A New adjustable-speed drives (ASD) system based on high-performance Z-source inverter. Industry Applications Conference, 2007. / / 42d IAS Annual Meeting. Conference Record of the 2007 IEEE. - Pp. 2327-2332.
16. Husev O., Roncero-Clemente C., Romero-Cadaval E., Vinnikov D., Jalakas T. Three-level three-phase quasi-Z-source neutral-point-clamped inverter with novel modulation technique for photovoltaic application.
17. Bakhovtsev I. A., Panfilov D. V. Three-Phase Three-level voltage source inverter construction based on quasi-Z-source cells / / XIV International Conference & Seminar. EDM2013, Section V. Erlagol. - Pp. 322-327.
18. Баховцев И. А., Панфилов Д. В. Сравнение трехуровневых инверторов напряжения с повышением напряжения в звене постоянного тока: Труды XII международной конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения АПЭП-2014». - Т. 7. - С. 159-165.
19. Siwakoti Y. P., Peng F. Z., Blaabjerg F., Loh P. C., Town G. E., Yang S. Impedance-source networks for electric power conversion. - Pt. 2. Review of Control and Modulation Techniques / / IEEE Transactions on Power Electronics. - Vol. 30. - № 4. - April 2015. - Pp. 1887-1905.
20. Husev O., Roncero-Clemente C., Romero-Cadaval E., Vinnikov D., Stepenko S. Single phase three-level neutral-point-clamped quasi-Z-source inverter / / IET Power Electronics. -2015. - Vol. 8. - Issue 1. - Pp. 1-10.
21. B. Ge, H. Abu-Rub, F. Peng, Q. Lei, A. de Almeida, F. Ferreira, D. Sun, Y. Liu. An Energy Stored Quasi-Z-Source Inverter for Application to Photovoltaic Power System / / IEEE Transactions on Industrial Electronics. - Vol. 60. - Issue 10. - Pp. 4468-4481.
22. Husev O., Chub A., Roncero-Clemente C., Romero-Cadaval E., Vinnikov D. Voltage distortion approach for output filter design for off-grid and grid-connected PWM inverters / / JPE. - 2015. - Vol. 15. - Issue 8. -Pp. 278-287.
The modified quasi-Z-source inverter with improved output characteristics D. V. Panfilov,
Novosibirsk State Technical University I. A. Bakhovtsev,
Novosibirsk State Technical University, PhD O. Husev,
Chernihiv National Technological University, PhD
In this paper, we propose the new topology of quasi-Z-source inverters. This topology allows operating stand-alone systems in their idle mode without ballasting. We provide simulation and experimentally obtained results confirming operability and efficiency of the proposed topology as well as its comparison with conventional inverters topology.
Keywords: three-phase three-level inverter, quasi-Z-source inverter, simulation.
