Многоканальные антенны и повышение спектральной эффективности сотовой связи Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Многоканальные антенны и повышение эффективности сотовой связи

Изложены результаты исследования возможностей применения антенных систем MIMO (Multiple Input—Multiple Output) для повышения спектральной эффективности сотовой связи, приведены основные положения разработанной теории антенных систем с оптимальной пространственной фильтрацией, предложен метод анализа и оптимизации их характеристик, обоснована эффективность применения антенных систем с оптимальной пространственной фильтрацией в перспективных системах сотовой связи.

Пономарев Л.И.,

д.т.н., профессор кафедры "Радиофизика, антенны и микроволновая техника" (МАИ), oleg5710@mail.ru.

Скородумов А.И.,

д.т.н., профессор кафедры "Системы радиосвязи", МТУСИ, skorodumov@a3g.ru

Сегодня уже более 5 млрд. абонентов по всему миру пользуются сотовой связью. Расширение спектра услуг, внедрение систем сотовой связи (ССС) нового поколения, развитие мобильного широкополосного доступа являются особенно важными для решения государственных задач по модернизации российской экономики и обеспечению возможностей доступа населения нашей страны к мировым информационным ресурсам. Движущей силой развития мировой телекоммуникационной индустрии становится предоставление абонентам доступа к широкому спектру инфокоммуникационных услуг независимо от их местоположения и скорости передвижения в соответствии с принципом «быть на связи всегда и везде» [1]. Многократный рост трафика передачи данных вызывает необходимость ускоренного развития всей телекоммуникационной инфраструктуры. Повышение пропускной способности ССС при экономически обоснованных затратах может быть достигнуто внедрением новых технологий сотовой связи третьего поколения (IMT-2000) и четвёртого (IMT - Advanced) поколений.

Решение задачи повышения пропускной способности перспективных ССС и качества обслуживания абонентов особенно актуально для сложных условий распространения сигналов в условиях города. Для обеспечения связи в городе характерными являются случайные каналы с ре-леевскими замираниями амплитуды сигналов вследствие эффекта многолучевого распространения радиоволн и с доплеровской частотной дисперсией при перемещении абонентов. Релеевские замирания, обусловленные интерференцией большого числа рассеянных сигналов и сильным ослаблением основного сигнала, являются наиболее глубокими и приводят к увеличению вероятности ошибки при приёме сообщений. При наличии нескольких антенн на передаче и приёме в реальных условиях распространения радиоволн существует несколько пространственных каналов, по которым можно осуществлять неза-

висимый обмен сообщениями, что и реализуется с помощью технологии MIMO (Multiple Input - Multiple Output). С применением технологии MIMO в перспективных ССС (ССС-MIMO) уменьшение вероятности ошибки на бит принимаемого сообщения достигается разнесением сигнала на передаче и приёме, а повышение пропускной способности - использованием методов адаптивной пространственной обработки сигналов для обеспечения одновременного приёма сообщений по нескольким независимым радиоканалам. Однако с увеличением числа независимых радиоканалов происходит снижение энергии на бит передаваемого сообщения и соответствующее повышение вероятности ошибки на бит принимаемого сообщения, что делает необходимым поиск компромисса между повышением пропускной способности ССС - MIMO и уменьшением вероятности ошибки на приёме. Применение методов пространственной избирательности сигналов с использованием технологии MIMO позволяет увеличить энергетический потенциал радиолинии и пропускную способность перспективных ССС и, следовательно, повысить их спектральную эффективность (СЭ) [2].

Внедрение технологии MIMO признано одним из наиболее перспективных методов повышения спектральной эффективности ССС, когда на основе эффекта многолучевого распространения сигнала реализуется система передачи данных с применением многоэлементных приёмных и передающих антенн. Имеется множество работ, например, [3-9], в которых подробно анализируется пропускная способность ССС с использованием технологии MIMO, фазированных и адаптивных антенных решёток (так называемых «smart» антенн). Несмотря на обширный объем проведенных исследований, некоторые актуальные проблемы применения технологии MIMO в сотовой связи остались не рассмотренными. Так, не сформулированы особенности и условия её применения, не проведена всесторонняя оценка влияния параметров радиотрасс на спектральную эффективность, не в полной мере определены требования к многоканальным антенным системам. В то же время известно, что характеристики антенных устройств, применяемых в базовых станциях (БС) и абонентских терминалах (АТ), и свойства радиоканала являются определяющими для обеспечения максимальной

спектральной

Ключевые слова: многоканальные антенны, сотовая связь, спектральная эффективность, широкополосный доступ, пропускная способность.

пропускной способности ССС. Остается ряд невыясненных вопросов, связанных со сравнительной эффективностью ССС при использовании технологии MIMO и «smart» антенн. Более того, эти два направления изучаются практически независимо, в отрыве друг от друга. В настоящей работе задача максимизации спектральной эффективности ССС с технологией MIMO (ССС - MIMO) решена на основе матричной теории взаимодействия излучателей антенных решёток и метода спектрального разложения канальных матриц по собственным векторам при заданных ограничениях на полную излучаемую мощность [10-13]. Применение детерминированного подхода к расчету характеристик радиоканалов позволяет исследовать возможность повышения СЭ ССС с учетом взаимодействия элементов АР и влияния помех, сосредоточенных по направлению прихода.

Пусть антенные решётки в схеме ССС - MIMO, представленной на рис. 1, состоят из N передающих и М приёмных элементов, связанных некоторым числом радиоканалов. На вход п-го элемента передающей АР, изолированного от остальных, подаётся сигнал с нормированной амплитудой напряжения U". Электромагнитные

волны, распространяясь в условиях неоднородного пространства по нескольким направлениям (радиоканалам), вызовут появление на m входе изолированного элемента приёмной АР сигнала с нормированной амплитудой напряжения U" ■ Полная канальная матрица Н (В, А) обит (Ь )

разуется из элементов hnill(bmJa „) = — ■ и имеет

следующим вид:

Н (В, А) =

Ли(б„а,)

(I)

где А = (а |а д,), В = (/), ,...ЬМ ) - некоторые сечения

(входы) в фидерных линиях элементов передающей и приёмной АР.

Детерминированный подход к модели распространения радиоволн [3] при идеальном согласовании элементов приёмной АР с остальным трактом и учете взаимодействия этих элементов между собой даег возможность выразить канальную матрицу В /4) через аналогич-

пую матрицу Н,,л ( В, А), посгроенную без взаи модействия:

учета этого

Я(в,/1) = (£-5"рм(в))Я,/л(Д,.4)(£-5|,;рд(Л)),

(2)

где матрица рассеяния передающей АР от-

носительно ее входов А, связывающая между собой комплексные амплитуды напряжений падающих ип(А)^ и

отражённых V0 (Л волн:

^оИ) = ^Г{А)ип{А)); (3)

5"рм(5) - матрица рассеяния приёмной АР; Е - единичная матрица.

Из полученного выражения (2) следует, что учёт эффектов взаимодействия элементов передающей и приёмной АР приводит к изменению канальной матрицы Н(В,А).

Для определения мощности принимаемого сигнала, предполагая, что он является гармоническим, с учётом взаимодействия элементов приёмной и передающей АР можно перейти к выражению для энергетической матрицы вида IV(В, А) = Н‘ (В, А)Н(В, А), элементы которой и определяют мощность сигнала Рс(В) в сечениях Ьт фидерных линий элементов приёмной антенной решётки:

Рс(В) = (и'0(В)и0(В)) = {и-п(А)1У(В,А)ип(А)).

(4)

Спектральное разложение энергетической матрицы по собственным векторам позволяет определить собственные значения каналов:

п=т{м}т;=т^\-}т;, (5)

где Т - матрица оргонормированных собственных векторов матрицы {|ц|2} - диагональная матрица собственных значений определяемых из

системы уравнений:

det Н(В,А)= Е

0Т = {И2}7\

= 0,

(6)

A=(ai.............aN) B=(b,.... ,Ь„....Ьм)

Рис. 1. Структурная схема ССС с антенными системами MIMO

123456789 10

Рис. 2. Зависимость выигрыша у от числа каналов М’ при разных значениях I':-ЮдБ (I); ОдБ (2); ЮдБ (3); 20дБ (4); ЗОдБ (5)

Взаимодействие элементов приёмной и передающей АР приводит к изменению собственных векторов и собственных значений энергетической матрицы W(B, А) ■ На основе теоремы Шеннона для канала с «белым» шумом [5] максимальное значение С|гач спектральной

эффективности системы сотовой связи с одноканальной схемой построения SISO (Single Input - Single Output) может быть представлено в виде:

cL-cr-iofcfi^hL)- гле

И

Рс(В)

Рс(А)

Р = -

Рс(А)

(7)

Рш(В)

В случае однородного пространства собственная ДН радиоканала соответствует ДН адаптивной антенны в свободном пространстве. В случае же организации М' независимых радиоканалов спектральная эффективность ССС - MIMO определяется выражением:

i i-

max ina\

К

м

I я

—л+Р

А

М'

(8)

( L п

{с1) = С^ = М'\оё2 1 г 1 1 + р-—— М' \ У

Тогда выигрыш в спектральной эффективности ССС-MIMO при организации М' каналов с равными значениями

I |2

ш. по сравнению с CCC-SISO зависит только от числа каналов, отношения сигнал/шум и равен:

' I р

М' log, 1 + p^-L СА/' - М

^ m *iv miiv ,

У max

' max

max max

(10)

от числа каналов

Из анализа зависимости у

/ Шал

М'при разных значениях | (рис. 2) следует, что

повышение спектральной эффективности ССС — MIMO более чем в 1,5 раза, возможно только для значений

I 1^

р //, >10 дБ. Многолучёвое распространение сигнала

сопровождается значительным ослаблением его мощности как за счет отражения от препятствий, так и дифракции на них, что приводит к существенному уменьшению собственных значений каналов |ц,|'. Это справедливо и при «организации» М' каналов с равными значениями |ц,| , когда для реально используемых мощностей излучения даже на небольших расстояниях от БС выполняется i 12

неравенство yt? //, "«l. В этом случае утп » 1: спек-

тральная эффективность CCC-MIMO приближается к спектральной эффективности CCC-SISO.

На основе метода максимизации при заданных ограничениях доказано, что при воздействии на приёмную АР узкополосных помех в различных направлениях прихода и в предположении РШ(В) = const, спектральная эффективность CCC-MIMO определяется выражением

[13]:

( s ( W

М‘

М'

= ZloS2

Рт \№т

М'

М'

1

**Р,Ш

(11)

//

Данное выражение получено путём спектрального разложения энергетической матрицы IV(Я,А) и поиска

максимального значения спектральной эффективности ССС-М1МО при неизменной мощности излучения -Рс(А)=соп51. Предельное значение максимума спектральной эффективности достигается в случае равенства собственных значений всех радиоканалов. Отметим, что в случае единственного канала выражение (8) переходит в выражение (7), а в случае М' каналов с равными значениями |//,I—т = 1,...,М'-в известное выражение [3]:

(9)

Неравнозначность радиоканалов и наличие помех с различных направлений прихода снижает СЭ системы сотовой связи, а воздействие помех может существенно уменьшить число радиоканалов, пригодных для использования в ССС-М1МО, вплоть до одного.

Разработанная теория многоканальных антенных систем с оптимальной пространственной фильтрацией позволяет определить максимальную спектральную эффективность ССС с учетом параметров пространственно - неоднородных трасс, эффектов взаимодействия элементов АР и уровня помех с различных направлений прихода. Аналитические выражения оптимального возбуждения элементов АР дают возможность оценить влияние каждого радиоканала на спектральную эффективность ССС и принять решение о целесообразности его использовании. Исследование основных закономерностей применения многоканальных антенных систем и определение потенциальных возможностей повышения спектральной эффективности ССС проведены для двух моделей многолучёвого распространения сигнала, которые основаны на учете явлений дифракции и переотражения электромагнитных волн (рис. 3).

diiivi

jL

N=2

172

U2

dnpu

В: >

><-

m=

Ж

V

M=2

a)

прм

6}

Рис. 3. Модели распространения сигнала с учетом дифракции (а) и переотражения (б) электромагнитных волн

Результаты численною моделирования многолучевого распространения сигнала показывают, что собственные значения радиоканалов и спектральная эффективность ССС-М1МО зависят от параметров пространственно-неоднородных радиотрасс, эффектов взаимодействия элементов АР и уровня помех в различных направлениях прихода.

В качестве примера проведем анализ влияния взаимодействия элементов передающей и приемной АР на спектральную эффективность ССС-М1МО. Численное моделирование эффектов взаимодействия выполним на примере полуволновых вибраторов, настраиваемых в резонанс, согласованных с питающим фидером и расположенных перпендикулярно к плоскости рис. За при отсутствии экрана Э. Тогда собственные и взаимные сопротивления вибраторов определяются следующим образом:

г'"-' = 2™ = 73 Оли 2™ = 2™ = Оли

т/,

2™ =2™ = 73 Оли 2™ =2™ =]

прд

60 Я

ті

пт

(12)

После нормирования матрицы сопротивлений равны:

I

60Я с-Міг1

]

60Я -и

¡итл

ті

ПРД

ті.

прд

(13)

./

60Я

ПО I I

9~№пг%1

I

Выражения для взаимных сопротивлений в соотношениях (12) и (13) справедливы при с/т(>Я дпп>Я- Для

более близко расположенных излучателей следует использовать более точные формулы [11].

Используя связь нормированных матриц сопротивлений [2Г] и рассеяния [5ц]:

(2прд -Е)(2прд + Е)'\

\-1

Б"рм = [2ПРМ - Е)(2прк1 + Е) ,

(14)

получаем:

*ПРД

уПРМ

(2 Г)'

-4

г ИРЛ

(гГ)- 4

-22" (гг')'

-22™

(2™)\

О уПРМ 12

(гг)2

_22пт

(15)

Собственные значения матриц Б!!1'1 и Б.".14

имеют

следующий вид:

(7"рм)2 +27 "Г ; дам _ У г- I

{2,Г)-4

(2ПРД\~ +22ПРД ¿ПРД і 12

(г,Г)-4

^пгм _

л?рд =

(2?™)1-22?™ (2,Г'):-4 ’ (г,^)2-2г,^ (^Г)2-4

(16)

Заметим, что собственное значение с индексом 1 соответствует противофазному собственному вектору, а с индексом 2 - синфазному.

На рис. 4 представлены рассчитанные с использова-

нием (16) зависимости 1—Я/

И 1-Я/

от рас-

стояния с!прм / Я между элементами приемной антенны, а на рис. 5 - зависимости:

Л-х?™?\\-х?рд?,

, = 1 -я,"

1-я,'

прд г

(17)

от с1/>. = с1ПРМ / Я = <Лпгл / Я при некоторых фиксированных параметрах радиоканала.

В соответствии с выражениями (7) и (8) изменение |ц,|: из-за взаимодействия излучателей приводит к изменению СЭ канала. Физически это понятно, так как взаимодействие излучателей приводит к дополнительным потерям мощности на отражение от их входов. Причем, для каждого канала коэффициент отражения по мощности равен 1—|Я,| и, следовательно, излучается меньшая мощность, чем падает на входы излучателей. Казалось бы, что отношение |'/|////'/| должно быть всегда

меньше 1. Однако для некоторых значений с1Л это отношение, как следует из графиков на рис. 5, может превышать I. Это обстоятельство связано с тем, что из-за взаимодействия излучателей КНД передающей и приемной АР в направлении этих каналов при определенных значениях Ш. может превышать сумму КНД отдельных излучателей, что и приводит к повышению .

Это явление имеет место и для синфазного канала.

м-г

І' -ч-Ґ

V/

А

ЧУ

б)

Рис. 4. Зависимости (а) и (б) от расстоя-

ния / Л между элементами приемной антенной решётки

М-

к'Г

- у / \ — =- —

kL

кг

2.0 18 1.6 1.4 1.2 1.0 0 8 0 6 0 4 0 2

А

А

1 \ !\

г ' \ i Г У W г \ \ / / \

'

Ф

б)

Рис. 5. Зависимости собственных значений для синфазного (а) и противофазного (б) каналов от расстояния ¿Л между двумя полуволновыми вибраторами

Для конфигурации, изображенной на рис. За, при отсутствии экрана синфазный канал является единственным, и для такой модели распространения сигнала учет взаимодействия элементов АР приводит к изменению СЭ в зависимости от с1/>.. На рис. 6 представлена зависимость изменения СЭ (в процентах) от (1/л при различных значениях р= -10 дБ; 0 дБ; 10 дБ. По оси ординат отложена величина выигрыша

8С =

С1 Í шах ^ ЦГ) -С1 ( max 1 И1 Г)

с' 1 шах | (К“1 |2 1 )

100%-

Существует такое расстояние между излучателями, при котором СЭ имеет максимальный выигрыш, и такое расстояние, при котором обеспечивается максимальный

I |2

СЭ. Чем выше отношение ’

проигрыш в

РШ

тем

меньше влияние взаимодействия излучателей на изменение СЭ канала. С другой стороны, правильный выбор с1//„ (с!Л ~с1ПРМ / Я = с!пгд IX ) позволяет существенно повысить

СЭ. Например, в данном примере, при с1Л = 0,68 |//,1КН| значение спектральной эффектвности более чем в 3 раза больше, чем при с!//, = 1,25, и более чем в 2 раза больше, чем при <1Л > 10. А это, в свою очередь, повышает спектральную эф-

фективность в (2-г3)log, е раз при малых р|/л| и в C + log,(2^3) раз - при больших ¿>|//, Г.

6С{%)

5 л

Рис. 6. Зависимости выигрыша (проигрыша) 8С в максимальной СЭ ССС-М1МО от расстояния 6ГК между излучателями АР для разных значений

На основе разработанной теории предложены адаптивные MIMO антенные системы, проведено исследование эффективности их применения в перспективных CCC-MIMO. На рис. 7 представлены два способа построения адаптивных антенных систем: с многоканальной (а) и одноканальной (б) схемами обработки сигнала.

Многоканальную схему обработки сигнала целесообразно применять в случае, когда собственные значения радиоканалов примерно одинаковы. Форма и направления лучей диаграмм направленности (ДН) приёмной и передающей АР определяются параметрами радиоканалов, эффектами взаимодействия элементов АР и влиянием помех, сосредоточенных по направлениям прихода. При этом спектральная эффективность CCC-MIMO при соответствующем отношении Рс/(Р|||+Р||) >10 дБ может увеличиваться почти в М раз, где М — число независимых каналов. Если собственные значения каналов различаются в три и более раз, а один из них характеризуется наибольшим собственным значением, то многоканальная схема обработки сигнала становится неэффективной -требуется организовывать единственный луч, направление максимума которого соответствует радиоканалу с наибольшим собственным значением. Одноканальная схема обработки сигнала при соответствующем выборе формы ДН приёмной антенны может обеспечить практически такую же, а при определённых условиях и большую спектральную эффективность по сравнению с использованием многоканальной схемы. Заслуживающим внимания является тот факт, что максимумы ДН приёмной и передающей антенн базовой станции и абонентского терминала в неоднородном пространстве не обязательно должны быть направлены друг на друга. Например, в модели радиотрассы с полубесконечным экраном образуется единственный канал, наибольшее собственное значение которого соответствует диаграммам направленности, максимумы которых направлены на кромку экрана, что объяснимо и с физической точки зрении (рис.8а).

А-=(а-)

Л' = (я,'..........а'и )

■<=(«....«О в = (»......../>„)

от ПРД

Оптимальный

делитель

ф-

М'аи

ДОС

передающей

антенны

ДОС

приемной

антенны

I к входу

—°-т^ 1 ИРМ

ь.

М>

__ к входу

К, м' ирм

от модуляторов независимых информационных потоков

от ПРД

--*■=(«; «о

і

а)

Л=(а,....о,) Й = (А|....4„)

*=№....**)

«•=(**)

Оптимальный

делитель

-00-

М'ач

Ц|_ ,, I

ДОС

передающей

антенны

—о< Л/>>—

]_0_

2 ^ ь\ Оптимальный

Блок весовых сумматор

коэффициентов максимального

М‘ отношения

Рс/(Рш+Рп)

1>и

—О—► к входу ь- ИРМ*

от модуляюров нсишнсичмх информационных потоков

б)

Рис. 7. Адаптивные антенные системы ССС-М1МО с многоканальной (а) и одноканальной (б) схемами обработки сигнала

2N

ЁГ

>

■1* 1 * I ! і

’О"

а)

V! 2

Ь/2

б)

обработки сигнала с многоэлементной антенной решёткой на передачу (рис.8,б) позволили определить зависимость спектральной эффективности ССС-М1МО такого типа как от числа элементов антенной решётки, так и от характера их возбуждения (рис. 9).

22"

20

18

16

14

12

10

8

в

г-

—- ■—‘ "

<

/

/, -

/

Рнс. 8. Модели распространения сигнала с полубесконечным экраном (а) и с многоэлементной АР на передачу (б)

Результаты математического моделирования много-лучёвого распространения сигнала при дифракции электромагнитных волн на экране в двухканальной схеме

Рис. 9. Зависимость спектральной эффективности ССС - М1МО

2Ых2 от числа излучателей: 1 - оптимальное возбуждение;

2 - синфазный канал; 3 - противофазный канал

Значительный интерес представляет форма ДН антенных систем, обеспечивающих формирование нескольких независимых каналов передачи сигналов в ССС-М1МО. В соответствии с предложенным методом собственная ДН .¡-го канала определяется выражением:

ПРД (в,ср) = А'ОРЧ (г ([£]-[5,Г {А)])7ПРД {в,ср)) , _ (18) где: А'НОРМ - нормирующий множитель; /прд (0,(р)~ ДН

одиночных элементов передающей АР. В результате исследований определены требования к ДН антенных устройств БС и АТ перспективных ССС в условиях много-лучёвого распространения радиоволн. Доказано, что с целью повышения спектральной эффективности ССС

форма и ориентация лучей ДН антенных систем MIMO должны соответствовать собственным ДН радиоканалов.

Собственные ДН синфазного и противофазного каналов, рассчитанные для модели CCC-MIMO 2x2 с учетом дифракции, представлены на рис. 10. Собственные ДН второго и третьего каналов, рассчитанные для модели CCC-MIMO 4x4 с учетом дифракции, представлены на рис. 11. Собственные ДН первого и четвертого каналов по своей форме похожи на собственные ДН синфазного и противофазного каналов, но являются более узкими.

Установлено, что в условиях многолучевого распространения радиоволн собственные ДН радиоканалов являются аналогом ДН многолучевых антенн, но отличаются от них по своей форме и ориентации лучей, которые зависят от параметров пространственнонеоднородной радиотрассы, эффектов взаимодействия элементов антенных решёток и уровня помех в различных направлениях прихода. Анализ возможностей практической реализации собственных диаграмм направленности радиоканалов позволяет сделать вывод, что наиболее полно предъявляемым требованиям удовлетворяют многолучёвые антенные системы с широкоугольным сканированием диаграммы направленности и дополнительными цепями адаптации, например, на основе двухслойных диэлектрических линз сферической формы [14].

С учетом необходимости обеспечения работы в городских условиях управление формой и ориентацией лучей диаграмм направленности антенн в реальном масштабе времени можно осуществить путем формирования соответствующего амплитудно-фазового распределения поля в их раскрыве, в том числе - с применением цифровых методов [15].

Заключение

Результаты проведенных исследований позволили выявить следующие закономерности применения и принципы построения антенных систем сотовой связи MIMO с оптимальной пространственной фильтрацией:

• применение антенных систем MIMO повышает спектральную эффективность перспективных ССС в случае, когда ДН антенн являются собственными ДН соответствующих радиоканалов и формируются с учетом параметров пространственно-неоднородной радиотрассы, эффектов взаимодействия элементов антенных решёток и уровня помех с разных направлений прихода, а отношение мощности сигнала (Pt ) к суммарной мощности помехи и шумов (Рц1+Рц) на входе радиоприёмного устройства превышает 10 дБ;

Рис. 10. Собственные ДН для синфазного (сплошная) и противофазного (пунктир) каналов для двух полуволновых вибраторов

без экрана (слева) и с боковым экраном (справа)

Рис. 11. Собственные ДН второго (слева) и третьего (справа) каналов четырехканалыюй ССС-М1МО для четырех полуволновых вибраторов без экрана

• применение антенных систем MIMO с управляемыми диаграммами направленности повышает спектральную эффективность ССС при выборе радиоканала с максимальным собственным значением в случае существенно различных собственных значений радиоканалов либо при соответствующем возбуждении радиоканалов с близкими собственными значениями;

• из-за эффектов взаимодействия элементов АР суще-ствуег такое расстояние между ними, при котором спектральная эффективность CCC-MIMO достигает максимума;

• в случае однородного пространства собственная ДН радиоканала соответствуют ДН адаптивной антенны, а в случае неоднородного пространства и одноканаїьной схемы построения ССС-SISO собственная диаграмма направленности радиоканала обеспечивает максимальную спектральную эффективность ССС;

• неравнозначность радиоканалов и наличие помех, сосредоточенных по направлениям прихода, снижает спектральную эффективность ССС-МІМО;

• собственные значения радиоканалов существенно и по-разному зависят от взаимного расположения БС и АТ, что ограничивает возможность повышения спектральной эффективности CCC-MIMO, особенно при работе в движении и на большие расстояния.

Литература

1. Скородумов А.И. Связь нового поколения: особенности и проблемы развития. - М.: Радиотехника, 2009. - 285 с.

2. Ермолаев В. Т., Флаксман А.Г. Адаптивная пространственная обработка сигналов в системах беспроводной связи. Нижний Новгород: ННГУ, 2006. - 100 с.

3. MIMO System Technology for Wireless Communications / Edited by G. Tsoulos. USA: CRC Press, Taylor & Francis Group, 2006, 378 p.

4. Digital Communication over Fading Channels / Marvin K. Simon and Mohamed-Slim Alouini. USA: John Wiley & Sons, Inc., 2005. 900 p.

5. Post-Shannon Signal Architectures / George M. Calhoun. USA: Artech House, 2003. 490 p.

6. Gesberl D.. Shaft M, Da-shau Shin. Shith P.J.. Naguib A. From Theory to Practice: An Overview of MIMO Space-Time Coded Wireless System // IEEE J. on Selected Areas in Communications. April 2003. Vol.21. № 3. P.281-302.

7. Jensen M.A. Wallace J. A review of antennas and propagation for MIMO wireless communications // IEEE Trans. 2004. Vol. АР-52. № II. P.2810-2824.

8. Migliore M.D. An intuitive electromagnetic approach to MIMO communication systems // IEEE Antennas and Propagation Mag. 2006. Vol.48. № 3.P.I28-137.

9. Allexoi A., Haardt M. Smart antenna technologies for future wireless systems: trends and challenges // IEEE Communication Mag. Sep. 2004. Vol.42. № 9. P.90-97.

10. Сазонов Д.М. Матричная теория антенных решёток. Рязань: РГРТУ, 1975.70 с.

11. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц.-М.: Наука, 1962. — 575с.

12. Воскресенский Д.И.. Гостюхин В.Л., Максинов В.М.. Пономарев Л.И. Устройства СВЧ и антенны. - М.: Радиотехника, 2006. - 375 с.

13. Пономарев Л.И., Скородумов А.И. Оптимизация спектральной эффективности в многоканальных системах сотовой связи // Радиотехника и электроника, 2009. Т.54. №1. -С.81-97.

14. Захаров Е.В.. Скородумов А.И., Харланов Ю.Я. Исследование и оптимизация характеристик линзовых антенн на основе двухслойного диэлектрического шара // Радиотехника и электроника, 2002. Т.47. № 2. - С. 196-203.

15. Громаков Ю.А.. Василенко О.О. Цифровые и антенные решётки для систем сотовой подвижной связи // Активные фазированные антенные решётки / Под ред. Д.И. Воскресенского, А.И. Канащенкова. - М.: Радиотехника, 2004. - С. 132-156.

MIMO antennas and spectral efficiency of cellular wireless communications

L.I. Ponomarev, Phd, MAI, Russia, oleg5710@mail.ru A.I. Skorodumov, Phd, MTUCI, Russia, skorodumov@a3g.ru

Abstract

The results of research on possibilities of MIMO (Multiple Input —Multiple Output) antenna systems application for the raise of spectral efficiency of cellular communication are laid out. The main aspects of the developed model of MIMO antenna systems with optimal spatial filtering are described. The method of analysis and optimization of MIMO antenna systems characteristics is suggested. The application efficiency of MIMO antenna systems with optimal spatial filtering in perspective systems of cellular communication is proved.

Keywords MIMO antennas, cellular communication, spectral efficiency, mobile broadband access, data rate.