CC BY
509
УДК 621.396.67
МИКРОПОЛОСКОВАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН C КРУГОВОЙ ДИАГРАММОЙ НАПРАВЛЕННОСТИ
С.А. Антипов, А.И. Климов, В.И. Юдин
Представлены результаты разработки микрополосковой антенны вертикальной поляризации с круговой диаграммой направленности для систем ближней радиосвязи миллиметровых волн. Коэффициент усиления антенны в полосе частот 36-37,5 ГГц составляет не менее 7,5 дБ, уровень боковых лепестков диаграммы направленности в вертикальной плоскости не превышает -19 дБ
Ключевые слова: миллиметровые волны, микрополосковая антенная решетка, круговая диаграмма направленности
В последнее время отмечается возрастающий интерес к использованию диапазона миллиметровых волн (ММВ) для построения систем радиосвязи малого радиуса действия [1-6]. В связи с этим возникает потребность в малогабаритных антеннах ММВ с коэффициентом усиления 6-12 дБ, имеющих круговую диаграмму направленности (ДН) в горизонтальной плоскости с низким, не более -(1215) дБ, уровнем боковых лепестков (УБЛ) в вертикальной плоскости.
Известно довольно много компактных антенн ММВ с круговой ДН. В их числе - коллинеар-ные антенны в виде линейных антенных решеток полосковых вибраторов, резонаторных или щелевых излучателей, а также антенны вытекающей волны, построенные на основе круглых диэлектрических волноводов с кольцевыми выступами, ме-таллодиэлектрических волноводов с кольцевыми щелями или коаксиальных металлодиэлектриче-ских волноводов с решетками из металлических колец [4-10]. Антенные решетки на основе цилиндрических структур характеризуются наибольшей равномерностью ДН в поперечной плоскости, однако существенно проигрывают решеткам из по-лосковых излучателей в плане технологичности конструкции. Поэтому на практике широкое распространение получили, например, антенны в виде линейных решеток полуволновых резонаторных излучателей, выполненных из отрезков несимметричной микрополосковой линии передачи, рис. 1 [5]. В зарубежной литературе антенны такого типа имеют сокращенное название «ОМА» (Omni Directional Micro Strip Antenna) [6].
Антенна типа ОМА состоит из чередующихся через половину длины волны в структуре излучающих элементов, причем у соседних элементов широкие и узкие проводники микрополосковой ли-
Антипов Сергей Анатольевич - ВГТУ, д-р физ.-мат. наук, профессор, тел. 8(473) 246-27-00, e-mail: ofrep@vorstu.ru
Климов Александр Иванович - ВИ МВД России, д-р техн. наук, доцент, тел. 8(473) 200-52-65, e-mail: alexserkos@inbox.ru
Юдин Владимир Иванович - ВГТУ, д-р техн. наук, профессор, тел. 8(473) 243-77-29
нии на противоположных сторонах диэлектрической подложки меняются местами. Благодаря этому на заданной рабочей длине волны излучающие элементов возбуждаются синфазными токами (рис. 1), так что решетка наиболее интенсивно излучает в поперечной плоскости - в направлениях нормали к продольной оси. Принцип действия ОМА и ее базовая конструкция защищены патентом США [6].
Нижняя сторона
Короткое замыкание
■ Верхняя сторона
Точка питания
■ Короткое замыкание Рис. 1. Иллюстрация принципа действия ОМА
Практическое значение имеют ОМА, содержащие не менее 8-10 элементов. При этом коэффициент направленного действия (КНД) антенны составляет 7-9 дБ, ширина ДН в вертикальной плоскости около 15°; однако в случае ОМА, составленной из элементов одинаковых размеров, типичный уровень боковых лепестков ДН оказывается довольно высоким - порядка -(7-10) дБ.
Известно, что эффективным способом [11, 12] снижения УБЛ ДН антенных решеток является использование амплитудного распределения тока вдоль антенны, спадающего по определенному закону относительно центра антенны к ее краям. К числу таких распределений, обеспечивающих, в частности, УБЛ ДН не более -20 дБ при умеренном расширении главного лепестка по сравнению с антенной с равноамплитудным возбуждением (ширина ДН антенны длиной L определяется выражением 5 =58,4°!^) и высокий коэффициент
использования антенны (у=0,935), является распределение вида «синус на пьедестале» [12]:
\
А^) = Л + (1 -А —), ^=0,316. (1)
L
Естественно, что возникает задача практической реализации заданного распределения тока. В данной работе для конструктивного синтеза новой антенны использована методика определения требуемого закона изменения ширины излучающих элементов вдоль оси антенны, хорошо зарекомендовавшая себя в отношении антенн вытекающей волны, построенных на основе как непрерывных, так и дискретных (периодических) структур. Эта методика предусматривает определение продольной комплексной постоянной распространения
волны питания в структуре р = р0 - ]а , где в — коэффициент фазы, а - коэффициент ослабления (в общем случае, как за счет излучения, так и вследствие тепловых потерь). При этом главной задачей является нахождение закона изменения коэффициента ослабления вдоль структуры, при котором обеспечивается выбранное продольное амплитудное распределение тока, и соответствующий закон изменения ширины излучающих элементов. Такой подход не претендует на высокую точность - хотя бы по той причине, что непрерывное распределение коэффициента ослабления заменяется дискретным; кроме того, он не позволяет напрямую решать задачу согласования излучающей части антенны с питающей линией передачи. Однако, как показала практика, он весьма эффективен в плане определения начальных конструктивных параметров для последующего компьютерного моделирования и оптимизации антенны с помощью специализированных программ, например, ANSYS HFSS.
Рис. 2. Общий вид антенны ОМА
Предлагаемая антенна с пониженным УБЛ ДН построена на основе базовой антенны ОМА, причем для ее питания использован волноводный переход. Конструкция новой антенны поясняется рис. 2, на котором обозначено: 1 - прямоугольный металлический волновод; 2 - диэлектрическая подложка; 3 - полосковые излучающие элементы; 4 -короткозамыкающая перемычка.
В широко известной работе [11] сформулированы основные положения по определению закона изменения коэффициента ослабления а по заданному амплитудному распределению тока вдоль
структуры бегущей волны. Коэффициент ослабления а для линейной непрерывной структуры вытекающей волны определяется с учетом известного выражения [11]
P( z ) = P„ e
2[f«( z )dz
(2)
где Р^ - мощность, проходящая вдоль структуры бегущей волны. В отношении синтеза новой антенны ОМА далее принято, что приведенные в [11] соображения справедливы и для нее, поскольку излучение ОМА можно рассматривать как результат «вытекания» быстрой волны из структуры. Тогда, как показано в [11], продольное распределение коэффициента ослабления волны питания ОМА за счет излучения из структуры длиной Ь описывается выражением:
а( z ) = ■
A( z )
2 L
(3)
iLA(z) )dz + -
-Î0( A(z) )dz
P - P,
где P0 =1 - мощность на входе; PL - мощность в конце антенны, задаваемая изначально с учетом желаемого КПД или из соображений возможности ее использования для формирования отраженной от волны с целью компенсации отражений от излучающих элементов и обеспечения хорошего согласования антенны с питающей линией передачи.
Вариант антенны ОМА был рассчитан для работы в полосе частот 36-37,5 ГГц. С учетом предполагаемого назначения, антенна должна обладать КУ не менее 7-7,5 дБ, круговой ДН в горизонтальной плоскости с неравномерностью не более 2 дБ, шириной 15-20 град. в вертикальной плоскости при УБЛ не более -(15-17) дБ. Для обеспечения ширины ДН в0,5 =17 град. на нижней рабочей частоте 36 ГГц (длина волны А=8,3 мм) требуемая длина антенны L=26,9 мм.
Основными критериями выбора фольгиро-ванного диэлектрика для изготовления ОМА ММВ являются: низкая относительная диэлектрическая проницаемость е=(2-5) и малый технологический и температурный разброс ее значений, низкий (не более 0,005) тангенс угла диэлектрических потерь; возможность сквозной металлизации отверстий; высокая электрическая проводимость металлизации (фольги). Этим критериям удовлетворяет, например, фольгированный диэлектрик RO4003C с е=3,38±0,05 и tgô=0,0027 на частоте 10 ГГц, выпускаемый в виде листов калиброванной толщины (включая h=0,51 мм) фирмой Rogers Corporation [13]. Синтез микрополосковой линии передачи для питания излучающих элементов выполнен с учетом заданного волнового сопротивления 100 Ом по методике, изложенной в [13], учитывающей дисперсию диэлектрической проницаемости. Получено, что для диэлектрической подложки толщиной 0,51
2
мм при относительной диэлектрическом проницаемости 3,38 требуемая ширина полосковых проводников мм; при этом эффективное значение относительной диэлектрической проницаемости на средней рабочей частоте 37,5 ГГц составило £е=2,97. Соответственно, длина квази-Т волны в структуре ке = Ло/^ё = 4,8 мм, а требуемое значение периода решетки излучающих элементов d = Л£ /2 = 2,4 мм. Расчетная длина антенны далее была увеличена до 28,8 мм с учетом полученных значений периода решетки излучающих элементов и установки короткозамыкающей перемычки в середине последнего элемента. Длины излучающих элементов выбраны одинаковыми /я=2,2 мм; зазоры между кромками соседних элементов на противоположных сторонах подложки А 1=^2=0,1 мм.
Для получения требуемой зависимости коэффициента ослабления а(х) выполнен ее расчет по формуле (3) с учетом (1) при допущении, что КПД антенны (за счет излучения) п=0,8, т.е. мощность на конце структуры /¿=0,2. График а(х) приведен на рис. 3.
а (¿) 201 1/м 18 16 14 12 10 8 б 4 2. 0
2,4 4,8 7,2 9,6 12,0 14,4 16,8
19,2 21,6 24,0 26,4 28,£ г, мм
Рис. 3. Расчетная зависимость коэффициента ослабления от продольной координаты
Далее, в процессе моделирования с помощью программы ANSYS двухпортовой плоскопараллельной микрополосковой структуры, показанной на рис. 4, при различных значениях ширины Wn одинаковых излучающих элементов, выполнен расчет коэффициента ослабления с учетом полученных ^-параметров структуры — комплексного коэффициента отражения напряжения от порта 1 и S21 — комплексного коэффициента передачи напряжения из порта 1 в порт 2). При этом использовано известное выражение [9]
Рис. 4. Модель ОМА с двумя портами
В результате моделирования и расчетов получен график зависимости коэффициента ослабления а(Ж), приведенный на рис. 5. С помощью этого графика определены требуемые значения ширины каждой элемента Шп, обеспечивающие нужные значения ап. Полученные значения Wn указаны в таблице.
Рис. 5. Зависимость коэффициента ослабления от ширины излучающего элемента, полученная путем компьютерного моделирования
На завершающем этапе расчета модифицированы размеры излучающих элементов базовой ОМА с учетом найденных IVрис. 6.
верхняя сторона
нижняя сторона
1 I |2 I
а = ~ — !п фп + ^ 2
2 Ь
(4)
Рис. 6. Топология и размеры микрополосковых элементов антенной решетки
Для питания антенны применен простой и технологичный переход от прямоугольного волновода к полосковой линии (рис. 2). При этом подложка антенны вставляется по всей ширине внутрь волновода, высота которого выбирается равной толщине подложки, а верхний и нижний полоско-
2
вый проводники электрически соединяются с широкими стенками волновода. В волноводе используется основная волна типа Ню. Как показали расчеты, при заполнении волновода материалом с е=3,38 внутренний размер широкой стенки а может быть выбран равным 5,2 мм, т.е. одному из стандартных.
Анализ полученных при компьютерном моделировании электрических характеристик новой антенны при размерах излучающей части 28,8х5,2х0,51 мм3 показал, что в заданной полосе частот 36-37,5 ГГц минимальный коэффициент усиления антенны составил 7,53 дБ, максимальный — 9,2 дБ (КНД Д=9,1 дБ). На крайних рабочих частотах 36 и 37,5 ГГц наиболее интенсивное излучение имеет место в направлениях, отклоненных от нормали к оси антенны на ±3 . Примеры пространственной ДН и ДН в вертикальной плоскости на частоте 36,75 ГГц приведены на рис. 7 и 8.
Рис. 7. Пространственная ДН антенны на частоте 36,75 ГГц
HFSSModellB ц
Theta [deg]
Рис. 8. ДН антенны в вертикальной плоскости (Е) на частоте 36,75 ГГц
Ширина ДН антенны в вертикальной плоскости (17-19)°; УБЛ ДН во всей рабочей полосе частот не более -19,2 дБ; неравномерность ДН в поперечной (горизонтальной) плоскости не более -1,7 дБ. Частотная характеристика коэффициент стоячей волны напряжения в питающем волноводе показана на рис. 9; максимальное значение КСВ составило 1,38. В отличие от базовой ОМА с питанием с помощью коаксиальной линии передачи и перпендикулярного коаксиально-полоскового перехода, в новой антенне применен более простой и технологичный волноводно-полосковый переход.
HFSSModehl С
Рис. 9. Частотная характеристика коэффициента стоячей волны напряжения в питающей линии передачи
Для оценки изменения коэффициента использования длины новой антенны в сравнении с базовой использованы расчетные данные, известные для линейных коллинеарных решеток из различного числа излучающих элементов одинаковых размеров. Так, для антенны из 12 секций соответствующий максимальный КНД Dm=9,4 дБ. Тогда снижение КНД новой антенны, обусловленное, главным образом, расширением ее ДН, составляет Dm-D=0,3 дБ. При этом коэффициент использования новой антенны составляет 0,933, что практически совпадает с ожидаемым значением 0,935.
Некоторое увеличение неравномерности ДН новой ОМА в поперечной плоскости по сравнению с достигаемой в антеннах на основе цилиндрических осесимметричных структур объясняется использованием излучающих секций довольно большой ширины (до 1,7 мм).
Таким образом, использование методики синтеза антенн вытекающей волны с низким уровнем боковых лепестков диаграммы направленности применительно к микрополосковой антенной решетке из резонаторных излучателей дало положительные результаты, причем полученные электрические характеристики практически полностью соответствуют ожидаемым.
Литература
1. Huang, Kao-Cheng. Millimetre Wave Antennas for Gigabit Wireless Communications: a Practical Guide to Design and Analysis in a System Context [Текст] / Kao-Cheng Huang, David J. Edwards. - JohnWiley & Sons Ltd, 2008. -271 P.
2. Gross, Frank B. Frontiers in Antennas: Next Generation Design & Engineering [Текст] / Frank B. Gross. New York: McGraw-Hill Comp., 2011. - 526 Р.
3. Basic Report by the Group of Wireless Broadband Promotion [Текст]. December 2011. - 173 Р. / [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.soumu.go.jp/main_sosiki/joho_tsusin/eng/Releas es/Telecommunications/pdf/news051227_3_1-1.pdf.
4. Bancroft, R. An Omnidirectional Planar Microstrip Antenna [Текст] / Submitted for publication on April 30, 2003 to IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 8 Р.
5. Коноваленко, М. О. Микрополосковая коллине-арная антенна [Текст] / М. О. Коноваленко, Ю. И. Буянов // Журнал радиоэлектроники, 2012. - № 2. - 7 с.
6. Pat. 7518554 B2 (US), H 01 Q 1/38. Antenna Arrays and Method of Making the Same [Текст] / R. Bancroft, B. Bateman (US). N 11/382190: 08.05.2006; Date of Patent 14.04.2009.
7. Shanjia, Xu. A Millimeter-Wave Omnidirectional Dielectric Rod Metallic Grating Antenna [Текст] / Xu Shanjia // IEEE Trans. AP, 1996. - V. 44. - N. 1. - P. 74-79.
8. Kim, Joong-Pyo. Radiation characteristics of Strip-Loaded Dielectric-Coated Conducting Cylinder [Текст] / Joong-Pyo Kim, Chang-Won Lee / Int. Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering, January 2008. - V. 18.- I. 1. - P. 32-41.
9. Iwasaki, T., Ikeda T., Kuki T. A Millimeter-Wave Beam-Switchable Circular Dielectric Rod Antenna using a Periodic Metal Collar [Текст] / T. Iwasaki, T. Ikeda, T.
Kuki // Niigata, Japan: Proceedings of ISAP 2007. - P. 121124.
10. Коллинеарная антенна вытекающей волны с круговой диаграммой направленности диапазона миллиметровых волн [Текст] / Ю. Е. Калинин, А. И. Климов, А. С. Кулик, Ю. Б. Нечаев // Вестник Воронежского государственного технического университета, 2013. - Т. 9. -№ 6-3. - С. 22-25.
11. Уолтер, К. Антенны бегущей волны: Пер. с англ. [Текст] / Под ред. А.Ф. Чаплина. - М.: Энергия, 1970. - 448 с.
12. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток: Учеб. пособие для вузов [Текст] / Д. И. Воскресенский [и др.]; под ред. Д. И. Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2003. - 632 с.
13. Лось, В. Ф. Микрополосковые и диэлектрические резонаторные антенны. САПР-модели: методы математического моделирования [Текст] / В. Ф. Лось; под ред. Л. Д. Бахраха. - М.: ИПРЖР, 2002. - 96 с.
Значения ширины излучающих элементов
n 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
On, 1/м 3 5 7 9 11,3 13,7 16,4 17,8 18 17 14,5 12
Wn, мм 0,5 0,8 1,0 1,1 1,23 1,45 1,53 1,68 1,7 1,57 1,4 1,26
Воронежский государственный технический университет Воронежский институт МВД России
MILLIMETER WAVES MICROSTRIP OMNIDIRECTIONAL ANTENNA ARRAY
S.A. Antipov, A.I. Klimov, V.I. Youdin
The results of the design of a vertically polarized omnidirectional microstrip antenna for short-range millimeter wave communication systems are presented. The antenna gain is not less than 7,5 dBi, the side lobe level of the radiation pattern in the vertical plane does not exceed -19 dB
Key words: millimeter waves, microstrip antenna array, omnidirectional radiation pattern
