CC BY
82
Раздел IV. Защита телекоммуникаций
УДК 621.396.62
А.А. Федчун
МЕТОДЫ ПРИЕМА РАДИОСИГНАЛОВ В ЗАЩИЩЕННЫХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМАХ
Рассматриваются методы приема радиосигналов в приемнике прямого преобразования для защищенных телекоммуникационных систем.
Защищенная телекоммуникационная система; приемник прямого преобразо-
; ; .
A.A. Fedchun
METHODS OF RECEIVING RADIO SIGNALS IN THE PROTECTED TELECOMMUNICATION SYSTEMS
Some methods of receiving radio signals in the direct conversion receiver for the protected telecommunication systems is analyzed.
Protected telecommunication system; direct conversion receiver; image channel; I/Q imbalance.
К радиоприемникам защищенных телекоммуникационных систем, как правило, предъявляются более жесткие требования по устойчивости к промышленным и
, -сигнал, динамическому диапазону и другим характеристикам. Это же можно сказать и о радиоприемниках комплексов радиомониторинга [1 - 3].
В последнее время в защищенных системах связи и системах радиомониторинга получили распространение приемники прямого преобразования и методы обработки сигналов, предназначенные для них [1].
Рассмотрим фазофильтровый метод (ФФМ), обеспечивающий высокую помехоустойчивость приема радиосигналов [4]. Структурная схема радиоприемника, реализующего ФФМ, показана на рис. 1, где введены следующие обозначения: См1, См2 - смесители; ФВ - фазовращатель; Г - гетеродин; АФНЧ1, АФНЧ2 -аналоговые фильтры нижних частот; АЦП1, АЦП2 - аналого-цифровые преобразователи; ЦФНЧ1, ЦФНЧ2 - цифровые фильтры нижних частот, ЦГ - цифровой генератор; ЦП1, ЦП2 - цифровые перемножители; ЦС - цифровой сумматор. Часть данной схемы в составе См1, См2, ФВ и соответствующие входы и квадратурные (I/Q) выходы представляет собой квадратурный демодулятор (КД).
Преобразование спектра принимаемого радиосигнала показано с помощью
. 2.
спектры представлены в аналоговом виде.
г-5
R(t)
Смі cosT
ЭАФНЧ1
—5
ФВ
■in 1
ul(t)
См2
Il(t)
ЦП1
u3(t)
I2(t)
u4(t)
Ql(t)
S(t)
ЦС
Q2(t)
Рис. 1. Структурная схема радиоприемника, реализующего ФФМ
При осуществлении ФФМ частота Fr сигнала гетеродина выбирается в се-
( . 2, ).
R(t) :
R(t) = AB (t) cos[ra71 - ю( t + фв (t)] + AH (t)cos[ra71 - ю( t + фн (t)],
где A (t) и AH (t) - амплитуды частей спектра сигнала выше и ниже частоты гетеродина; фв (t) и фн (t) - фазы частей спектра сигнала выше и ниже частоты гетеродина; Щ. = 2nFr - круговая частота сигнала гетеродина, Юс = 2nFC -
; FC - .
Сигналы на выходе гетеродина, синфазном и квадратурном выходах ФВ описываются соответственно выражениями:
ur (t) = 2cos щ t,
Mj(t) = 2cos щ t, u2(t) = sinщ t.
В смесителях Cm1 и См2 происходит преобразование частоты принимаемого сигнала на нулевую среднюю частоту. Суммарные компоненты такого преобразо-
,
, . -
характеристики аналогового и цифрового ФНЧ условно показаны штриховой ли. 2, 2, .
Разностные компоненты преобразования частоты с выходов I и Q КД после аналоговой и цифровой фильтрации описываются соответственно выражениями:
I1 (t) = Л (t) cos[^ (t) - щ-t] + AH (t) cos[^ t -фн (t)] ,
Ql(t) = -Л (t) sin[^ (t) - ЩЛ] + Л (t) sin[^:t -фн (t)].
Условные спектры этих сигналов показаны соответственно на рис. 2, б и 2, в.
Рис. 2. Преобразование спектра частот принимаемого радиосигнала
ЦГ формирует цифровые квадратурные сигналы частоты, равной средней частоте в спектре получаемого сигнала:
u3(t) = 2cosю( t, u4(t) = 2sinю( t.
Тогда сигналы на выходах цифровых перемножителей ЦП1 и ЦП2 и цифрового сумматора ЦС описываются соответственно выражениями:
12(t) = A(t){cosфл(t) + cosl-фд(t) + 2ю( t]} +
+ A (t){cos фн (t) + cost-фд- (t) + 2ю( t]},
Q2 (t) = A (t){cos Фв (t) - cost-^ (t) + 2“c t]} +
+ A (t){cosфн(t) - cost-фд-(t) + 2ю( t]},
s(t) = 2{A (t) cos ф(t)+A(t) cos фн (t)}.
Условные спектры таких сигналов показаны соответственно на рис. 2,г -2, е. Спектр сигнала S(t) является сдвинутой по частоте на величину Fr — Fc
копией спектра радиосигнала R(t) .
Для дальнейшей демодуляции или анализа принятого радиосигнала часто требуется его квадратурный вид, а не вещественный. В таком случае сигналы ЦГ,
подаваемые на ЦП1 и ЦП2, должны быть полностью одинаковыми, ЦС не используется, а сигнал на выходе ЦП2 записывается в виде выражения
Q3 (t) = — A (t){sin ф« (t) — sint—^ (t) + 2юс t]} —
— A (t ){sin фн (t) — sin[—Фя (t) + ]}.
В составе квадратурных сигналов такого варианта радиоприемника содержатся компоненты зеркального канала, которые уничтожаются в ходе дальнейшей цифровой обработки сигнала.
В случае необходимости предварительного подавления зеркального канала, можно использовать радиоприемник, схема которого показана на рис. 3, где используются 4 цифровых перемножителя ЦП1...ЦП4, цифровой вычитатель (ЦВ) и цифровой генератор ЦГ с четырьмя выходами.
Сигнал на выходе ЦВ записывается в виде
Q4 (t) = 2{ A (t) sin фв (t) + A (t) sin фН (t)} .
Существенным преимуществом ФФМ является то, что зеркальный канал является производной величиной от полезного сигнала. Это означает, что прием радиосигнала с помощью ФФМ не зависит от динамического диапазона радиосигналов в эфире и помех по зеркальным каналам приема. Наряду с этим сильное подавление соседних каналов приема осуществимо в цифровом виде с помощью ( ). -ет организовать устойчивую связь и надежную передачу информации между устройствами защищенной телекоммуникационной системы.
Дисбаланс квадратурных каналов КД приводит к неполному подавлению сигнала зеркального канала и искажению полезного сигнала. Для ФФМ общую модель дисбаланса квадратурных сигналов при дисбалансе входных каналов КД, дисбалансе квадратурных каналов ФВ КД и дисбалансе выходных I/Q-каналов КД, в совокупности приведенных к сигналу канала Q КД, можно записать в виде выражения
UM (t) = k1 (t )k2k3 (t){—A (t) sin[^ (t) —®С* + ф1 (t) — ф2 +фз (t)] +
+ A (t) sin[^ Л — фН (t) — ф1(t) + ф2 + %(t)]},
где uM (t) - сигнал на выходе канала Q КД; kj(t), ф^), k2, ф2, k3(t), ф3(t) - ,
, I/Q- ;
A (t), фн (t), А (t), фв (t) - амплитуды и фазы соответственно низкочастотной и высокочастотной половин спектра принимаемого радиосигнала.
Коррекция дисбаланса квадратурных сигналов КД в соответствии с приведенной моделью дисбаланса квадратурных сигналов состоит из трех компонент ( . 1). I/Q- -
вующим изменением сигнала Ql(t) путем умножения на коэффициент 1/ k3(t) и
— ф3 (t) .
коррекции выходного сигнала ЦП2 на величины 1/к3(1) и — ф3(1) для верхней
половины его спектра и на величины 1/к3(1) и ф3(1) - для нижней половины. Здесь функции со знаком * являются зеркальными, соответствующими функциям относительно частоты Рс. Дисбаланс каналов ФВ КД устраняется соответствующим изменением сигнала ЦТ, подаваемого на ЦП2, на величины 1/к2 и
— ф2. Дисбаланс входных каналов КД устраняется соответствующим изменением выходного сигнала ЦП2 на величины 1/к1 (1) и — ф1 (1) .
R(t)
См1
cos
ФВ
sin
ЭАФНЧ1
См2
О
ЭАФНЧ2
ЦФН41
h(t)
АЦП1
АЦП2
ЦФНЧ2
Qi(t)
ЦП1
u3(t)
э
ЦП2
U4(t) U4(t)
|—5
цпз
- u3(t)
Г
ЦП4
ЦС1
иг
цг
Q4(t)
ЦС2 >
Рис. 3. Структурная схема радиоприемника, получающего квадратурные сигналы с подавленным зеркальным каналом
Аналогично для схемы, показанной на рис. 3, для соответствующих составляющих дисбаланса квадратурных сигналов производят такие же изменения выходных I/Q-сигналов КД, подаваемых на ЦП3 и ЦП4 (или их выходных сигналов),
, 3 4, -
3 4.
Таким образом, ФФМ может применяться в радиоприемниках защищенных телекоммуникационных систем для обеспечения малого уровня искажений принимаемых радиосигналов и организации устойчивой радиосвязи.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Васильев О., Егоров Д., Кадыков А. Цифровая обработка сигиалов в системе радиомониторинга. // Chip News. - 2003. - №6. - С.40 - 43.
2. Каргашин В.Л. Проблемы обнаружения и идентификации радиосигналов средств негласного контроля информации. // Специальная техника. - 2000. - № 3. - C. 5.
3. Ива нов В.В. Использование беспроводной связи в территориально распределенных
// . - 2006. - 1.
4. Верзунов M.B. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Воениздат, 1972. - 296 с.
Г
Федчун Андрей Александрович
Технологический институт Федерального государственного образовательного учреждения высшего профессионального образования «Южный федеральный университет»
в г. Таганроге.
E-mail: sagittariusmajor@mail.ru.
347928, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44.
Тел.: +7-916-469-16-68.
Кафедра радиоэлектронных средств защиты и сервиса; аспирант.
Fedchun Andrey Alexandrovich
Taganrog Institute of Technology - Federal State-Owned Educational Establishment of
Higher Vocational Education “Southern Federal University”.
E-mail: sagittariusmajor@mail.ru.
44, Nekrasovskiy, Taganrog, 347928, Russia.
Phone: +7-916-469-16-68.
The Department of Radio Electronic Means of Protection and Service; post-graduate student. УДК 621.396.61
A.A. Федчун
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ ДЛЯ ЗАЩИЩЕННЫХ СИСТЕМ
РАДИОСВЯЗИ
Рассматривается формирование сигналов для построения маломощных защищенных систем радиосвязи с низким уровнем побочного электромагнитного излучения.
Защищенная система радиосвязи; побочное внеполосное излучение; вторая .
A.A. Fedchun
FORMING OF SIGNALS FOR THE PROTECTED TELECOMMUNICATION
RADIO SYSTEM
Forming of radio signals for the low-power protected telecommunication radio systems with low level of unwanted electromagnetic emission is analyzed.
Protected telecommunication radio system; unwanted out band emission; second sideband.
B защищенных системах радиосвязи актуальным является формирование маломощных (скрытных) радиосигналов с низким уровнем побочного электромагнитного излучения [1, 2]. Это позволяет ограничить радиус доступа к информации, передаваемой по радиоканалу и снизить заметность системы радиосвязи при попытках ее поиска [3, 4]. Также к радиопередатчикам защищенных систем радиосвязи, как правило, предъявляются жесткие требования к уровню искажений в формируемых радиосигналах [1, 2].
Рассмотрим каскадный двухфазный метод (КДФМ) [5, 6], позволяющий формировать радиосигналы с низким уровнем побочного (внеполосного) излучения. Структурная схема устройства, реализующего КДФМ, показана на рис. 1, где введены следующие обозначения: ЦП1...ЦП4 - цифровые перемножители; ЦС1 -
