Методика расчета насыщенного усилителя класса f Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

'V

Проектирование и технология радиоэлектронных средств

УДК 621.375.4

А. П. Ефимович Донецкий национальный университет

Методика расчета насыщенного усилителя класса Р

Предложена методика расчета насыщенного усилителя класса Р. Найдены значения углов отсечки, при которых может быть реализован данный усилитель. Показано, что насыщенный усилитель класса Р реализуем в большем диапазоне углов отсечки, чем ненасыщенный усилитель класса Р.

Усилитель класса Р, стоковый КПД, выходная мощность, насыщение транзистора

Транзисторный усилитель мощности (УМ) класса Б относится к высокоэффективным усилителям, в которых теоретически возможно получить стоковый КПД л^ = 100% [1], [2]. Однако для этого необходимо использовать нагрузочные цепи, настроенные на бесконечное число гармоник тока стока /¿, что на практике реализовать невозможно. В связи с этим наибольшее распространение получил УМ класса Б с добавлением третьей гармоники напряжения [3], поскольку такой усилитель обладает высоким теоретическим значением л^ = 90.69 % [3] и не требует сложной нагрузочной цепи. Вместе с тем теория УМ класса Б содержит вопросы, вызывающие трудности при практической реализации усилителя.

На рис. 1 показаны зависимости амплитуды третьей гармоники тока стока /¿3 от значения угла отсечки Э^1, полученные при аппроксимации импульса тока /^ усеченной косинусоидой (1) и при квадратичной аппроксимации (2) [4], [5].

I,

¿3

Класс С

Класс В

2

Класс Б (1)

/ 1 \\

\ | Класс Б (2) | \1 Ьн

I 1

Класс АВ

45

90 Рис. 1

135

^оЬ

В настоящей статье назовем 9о1 нижним углом отсечки. © Ефимович А. П., 2015

В [3] значение Л<1 = 90.69 % получено в предположении, что ток /, аппроксимирован усеченной ко -синусоидой и нижний угол отсечки Эо1 = 90° соответствует УМ класса В. Но у косинусоидального импульса тока /, при Эо1 = 90° /¿3 = 0 (рис. 1), что не позволяет получить форму напряжения сток-исток соответствующую УМ класса Б [4], [5]. В указанном УМ напряжение должно быть образовано первой и третьей гармониками напряжения, противофазными друг другу. Для этого третья гармоника тока при заданном Эо1 должна быть противофазна первой гармонике, т. е. /¿3 должна быть отрицательна [5]. На практике этого добиваются за счет выбора Эо1 > 90°, что соответствует углу отсечки УМ класса АВ. В [4], [5] показано, что с учетом нелинейности проходной характеристики транзистора угол отсечки Эо1, при кото -ром значение /¿3 отрицательно, соответствует глубоко смещенному УМ класса АВ. Указанная нелинейность транзистора учитывается квадратичной аппроксимацией импульса тока /^ (рис. 1, кривая 2) [6]. При такой аппроксимации получить отрицательное значение /¿3 можно при значениях [4]

110.08°<ео1 <173.7°.

В [7] установлено, что за счет насыщения транзистора в УМ класса Б можно получить отрицательное значение /¿3 не только при Эо1 = 90°, но и при углах отсечки Эо1 < 90°, соответствующих УМ класса С. Такой усилитель называют

0

0

о

насыщенным УМ класса Б [7]-[9]. В настоящее время не существует методики расчета данного УМ, поскольку не получены аналитические выражения для амплитуд гармоник тока /¿, используя которые можно при заданном 9С1 вычислить значения активных нагрузочных импедансов на стоке транзистора на первой и третьей гармониках, а также рассчитать значения ^^ и выходной мощности усилителя Рои1. Также для насыщенного УМ класса Б остаются неопределенными амплитуда гармонического напряжения и^8, подаваемого на

затвор транзистора, и угол отсечки 9с1, при которых может быть реализован данный УМ.

Целью настоящей статьи является развитие методики расчета насыщенного УМ класса Е

Ток стока и напряжение сток-исток насыщенного УМ класса Р. Для достижения поставленной цели получим выражения амплитуд гармоник тока насыщенного УМ класса Е. Рассмотрим УМ с добавлением третьей гармоники напряжения (рис. 2), где УТ - активный элемент (полевой транзистор) (§ - затвор; d - сток; 8 - исток); ¿1, ¿2 - высокочастотные дроссели; С^, С2 -блокировочные конденсаторы по постоянному току; - активное нагрузочное сопротивление

транзистора на первой гармонике; ПФ - полосовой фильтр; Ugg - напряжение смещения на затворе транзистора; Udd - напряжение питания УМ. Будем считать, что нагрузочная цепь на первой и третьей гармониках представляет для транзистора чисто активные импедансы 2 (/) и

2 (3 /о ) соответственно, а импедансы на второй и

на всех гармониках выше третьей равны нулю (/о - частота первой (основной) гармоники). На вход усилителя (рис. 2) подается гармоническое напряжение

(е) = и

gs

cos t

(1)

где 9 = юо? + фо =2л/о? + Фо, причем юо = 27/0; I - время; фо - начальный сдвиг фазы (далее принято фо = о); UgS - амплитуда напряжения на

затворе транзистора, соответствующая критическому режиму. С учетом (1) выражение для напряжения затвор-исток UgS будет иметь вид (рис. 3)

и^ (9) = и^ + ищ (9) = и^ + иgs С08 9.

Значение 9с1 в радианах можно найти по формуле [Ю]

9с1 = штс^ [иЛ - иgg|иgs ],

где и^ - пороговое напряжение транзистора. В дальнейшем будем считать, что угол 9с1 задан.

При квадратичной аппроксимации выражение для импульса тока стока может быть записано как [5]

2

Ч„ I1 -[(9-2/^)9с1 ]2} ,

/л (9) = | -9с1 +2/к <9<9с1 +2/к; (2) о, (9 < -9с1 + 2/к) и (9 > 9с1 + 2/к),

где 1л - максимальное значение импульса /л,

итах ^

соответствующее критическому режиму; к - целое число (далее принято к = о).

Ток 1л связан с напряжением на затворе

итах

транзистора [Ю]:

^тах = ^ [иgs (о)- иШ ] =

= S.

gs (Ugs

)=

- иth ) = Sgs ди,

gs gs

(3)

где Sgs - крутизна проходной характеристики

транзистора; Ug8max - напряжение на затворе

транзистора, соответствующее критическому режиму (рис. 3).

На интервале -л<е< ток (2) можно разложить в ряд Фурье [2]:

/d (е) = id ао +

u umax u

да

+7dmax Z lan cos (ne) + bn sin (ne)], (4)

n=1

Рис. 2

= ^шах

Рис. 5

где яд, ап, Ъп - коэффициенты разложения; и -номер гармоники тока. Поскольку /^ (Э) - четная функция, все коэффициенты Ъп ряда (4) будут равны нулю и разложение Фурье примет вид

Ч (е)= /¿шах Я0 + Ё

ап оо8(пЭ)=

и=1

= ^0 + Ё Idn (пе), п=1

(5)

импульса уже не может быть описана с помощью (2), поскольку в состоянии насыщения транзистора ток /^ зависит и от напряжения м^. Обозначим через ес2 фазовый угол, соответствующий части периода, в которой напряжение м^ управляет током стока, и назовем его верхним углом отсечки. Этот угол может быть найден из уравнения, полученного из (2):

п2

^х = -(с2/ес1 )

(8)

где /¿0, /¿п - постоянная составляющая и амплитуды гармоник тока определяемые как [2], [5]

/нп = I,

= ^ашах а0 = 2-

Idn =

- [ ц Ше =

ы е

_ес1

1 -у

Idшax ап =- | Ч(е)оо§е Ле

8Id ес1

ишах ^ .

15- ;

16Id

(6)

Из описанного принципа действия УМ следует условие ес2 <ес1, поэтому из четырех корней уравнения (8) следует выбрать корень, удовлетворяющий данному условию. Разрешив (8) относительно ес2 , получим выражение для этого угла:

-_ес1 -(пеС1)

х ^(3/п _ пе;?1 ^п (пес1)_ 3ес1оо8 (пес1) , (7) п = 1, 2, ... .

ес2 =^1 ^

Предположим, что напряжение и,

ё8п

уве-

личилось до значения Ц,„ (рис. 3). Согласно (3) рост и„„ должен способствовать увеличению высоты импульса тока /¿ до значения, которое обозначим как ^ . Но в этом случае форма

Чтобы получить выражение, описывающее импульс тока стока насыщенного УМ класса Б, используем метод, приведенный в [10] для насыщенного УМ класса С. Согласно этому методу импульс тока /¿ насыщенного УМ класса С может быть найден как разность между составляющими, соответствующими импульсам для углов отсечки ес1 и ес2. Графически процесс получения импульса тока стока насыщенного УМ класса Б 4 показан на рис. 4.

х

Л 1 / т Л

ишах

.............1

^ /

1 / \ *

1 / ик А \| « .ж X 'Л /л ишах

"1 , / V

1 1/ ^ — **

'л

Г" ■'Л шах Г/ /Лшах

/л ишах

т" /л

_0с1 — 0с2 0 0с2 6с1 9 - П -0с1 — 0с2 0 0с2 6с1 9 — 0с1 — 0с2 0 6с2 9

в

"0с1 —0с2

0 с2 9

б

Рис. 4

Вспомогательный импульс тока /'Л стока с размахом /Л (рис. 4, б) может быть описан с

ишах

помощью (2) при замене 1л на /Л . Фурье-

"шах "шах

разложение /'Л аналогично разложению (5).

Постоянная составляющая /¿о и амплитуды 1'п гармоник тока /'Л вычисляются по формулам (6), (7) после замены /л на /Л :

шах шах

ю

'Л (0) = /Л0 + X /Ли С08 (И0).

п=1

Получим выражение для части импульса /'Л, заходящей в область насыщения, обозначив его /'Л (рис. 4, в). Размах этого импульса составляет /Л (рис. 4. в). Используя (2), запишем:

/Лшах {1 — [(0 — )0с1 ]2 } — ТЛ шах'

/'Л (0) = 1 — 0с2 +2%к <0<0с2 + 2гок; (9) 0, (0 < —0с2 + 2%к) и (0 > 0с2 + 2%к),

где /Лшах = ^ ((^шах — ^ ) = ^ АU'g8 (далее,

аналогично (2) принято к = 0). Выражение (9) может быть разложено в ряд Фурье вида (5), причем в силу четности /'Л (0) все коэффициенты Ъп ряда (4) равны нулю и Фурье-разложение будет иметь вид

ю

'Л (0) = ТЛ0 + X ТЛп (0с1) с08 (п0). п=1

После подстановки (9) в (6), (7) и вычисления интегралов в пределах —0с2, 0с2 выражения для постоянной составляющей /0 и амплитудных значений /п гармоник тока /Л будут иметь вид

Т" —

ТЛ0 --

/Л

0с2

т" —

1Ли =■

(

8 /Л

V

С0Б

0с2 5041

(и0с2)

ИТС041

+

п

20с2 /Л 0с21 ишах ^

30с1 /Л шах

( 02 0с2 с2 V —021 б3 п И)

— 30с2 /л 0с"1 шах

п2 4 /Л шах

* tg (и0с2 )], и =1, 2 - .

Найдем выражение для тока стока /Л, создаваемого напряжением ил8 в интервале —0с2, 0с2 (рис. 4, г). Известно [3], что для ненасыщенного УМ класса Б с добавлением третьей гармоники напряжение ил8 имеет вид

иАъ (0) = иЛЛ — и^соэ0 + иЛ83с08(30), (10) где Цлл - напряжение источника питания;

иЛ81 =( 2Д/3 )(илл — и к ); иЛ83 = 1)/ (3>/3 )](илл — ик )

- амплитуды первой и третьей гармоник напряжения иЛ8 соответственно, причем ик - напряжение насыщения транзистора.

Определим, при каких значениях 0с2 напряжение иЛ8 управляет током стока. Для этого необходимо найти значения угла отсечки, соответствующие минимумам ил8 (ил8 . ) (рис. 5, а). Продифференцируем (10), приравняем результат нулю и разрешим полученное уравнение относительно 9. Получим, что напряжение ил8 будет минимально при 0ш.п = ±я/6 = ±30°. [1]. Таким образом, область управления током стока со стороны иЛ8 определяется неравенством %/6 < 0с2 < 0с1.

uds L

\ uds . = ик \ dsmrn к ик /

—►

°с2 °min

6min 6с2 0

®с2 ®mrn

0mm 0с2 9

б

Рис. 5

В УМ класса Б ток /Щ противофазен мds : если напряжение Mds (± — 6) минимально, то ток /d (±-/ 6) = Id максимален (рис. 5, б). Импульс тока /d описывается выражением

Ъ (е) = ^ [Udd + иоos е _ ^3 оos (3е)]_

(2Udd _ик), (11)

где = Id Iик - крутизна линии критического режима;

и=(2^73)(иdd _ик); и¿83 =[У(3л/3 )](иdd _ ик).

Второе слагаемое в (11) обеспечивает выпол-

нение условия /'d (+ %/6) = 0 при U(

dsm

= UK =

= ик, что соответствует ненасыщенному УМ класса Б. Для получения иds . < ик необходим

рост иdsl и и, который возможен при увеличении Ugs. Пусть ии иdsз увеличены до и и исоответственно за счет уменьшения напряжения ик до уровня, обеспечивающего выполнение условия (±Эс2 ) = 0. Тогда, приравняв нулю (11) при е = ес2, определим ик:

3л/3 (Udd _ ик )

ик =

dd cos (39с2 )_ 6cos (0с2 ) UK, 0с2 = 0.

0с2 >■

Напряжение m's насыщенного УМ класса F с учетом Udsi и UdS3 может быть выражено следующим образом:

ud s (е) = Udd _ Udsi cos е + uds3 cos (зе).

С учетом этого представления Фурье-разложение /'d"(e) имеет вид

/'d (е) = Id0 + idi cos е+Id2 cos (2e) +

<X>

+IJ3 cos (зе) + £ I'dn cos (ие), (12)

n=4

причем, как и ранее, в силу четности функции /'d (е) все коэффициенты Ъп ряда (4) равны нулю.

Выражения для постоянной составляющей I'q и амплитудных значений Idn гармоник тока в (12) получаются после подстановки (11) в (6), (7) и вычисления интегралов в пределах _ес2, ес2 :

Sds %

Id0 =-%- [ес2 (ик _ U dd ) +

Uds3 •

+ Uds1 sin ес2 _■

тт — 7d1 =-

-sin

(3ес2)

= —Udsleс2 +[2((к _Udd) + % v

+ Uds1 cos ес2 _ 2Uds3 cos3 (ес2 )] sin ес2 };

Id2 = —[(Uds1 _Uds3)sinес2 + %

+ (ик _ Udd ) sin 2ес2 +

■ (V3)Uds1 sin (3ес2 ) _(V5 )Uds3 sin (5ес2 )]; {12Uds1 cos3 ес2 sin ес2 _

6%

_4(Udd _ик)sin(3ес2)_ _ Uds3 [6ес2 + sin (6ес2 )]}; Idn = 25ds f (ик _ Udd )sin (пРс2 ) +

jm — 7d3 =

U'

+ [n cos (0с2 ) sin (п0с2 ) _

n _ 1

_ cos

(п0с2 )sin (0с2 )]_

Uds3 J sin [0с2 (n _ 3)] + sin [0с2 (n + 3)] n _ 3 n + 3

n = 4, 5, ....

Получим выражение для тока /^ насыщенного УМ класса Б (рис. 4):

'd'

(е) = id (е)_ id (е)_ я (е).

Аналогично найдем постоянную составляю-

щую и амплитуды гармоник тока /( :

kd0 = 7d0 " 7d0 " Id0; 11dn = !<dn — /dn — -^dn •

(13)

Форма /'л показана на рис. 3. Нагрузочная кривая, связывающая ток /'Л и напряжение иЛобозначена точками аЪсё. На участке аЪс нагрузочной кривой током /'Л управляет напряжение иЛ

Алгоритм расчета и области возможных реализаций насыщенного УМ класса Р. Рассмотрим зависимости /Л3 (0с1) с учетом отношения ^з /Ugs, где и'^з - амплитуда напряжения на затворе транзистора, соответствующая насыщенному режиму. Выражения для Ugs и

Ugg при заданных 0с1, и^ и UgS могут быть найдены из системы уравнений

Г0с1 =агссо3 [(иth— иgg )/и gs ];

\шgs = иgg + иgS - иth.

(14)

(15)

Решив (14) относительно Ugs и Ugg получим:

JUgs =AUgsl(1 - cos 0ci);

[Ugg = Uth + AUgs + AUgs/(1 - cos 0ci).

Выражения (15) справедливы и для Ugs при замене AUgs на AUgs, поэтому отношение AUgsjAUgs эквивалентно отношению UgsjUgs.

Определение параметров насыщенного УМ класса F можно свести к следующему алгоритму:

- по статическим характеристикам выбранного транзистора определяются значения Sgs и S^s;

- выбирается нижний угол отсечки 0с1;

W

gsm

Ugsm 7 - U к и dd 0.05

4 -

1 1

60 100 140 а

и'

gsm

и

gsm

7 4

1

60

100

- выбирается отношение Ug sj Ugs, при котором значение /(з отрицательно;

- выбирается значение AUgs, при котором достигается требуемая мощность _P0ut ;

- определяются значения Z (f ) = R = U^ 1//(1

и Z (3 f0 ) = иd зз/ /d3;

- с использованием выражений (15) определяются и'g s и и'g g.

Пример. Предположим, что заданы следующие значения: U(d = 1 В, Augs = 1 В, Sgs = 1 А/В,

Ugsmax = 1 В, /dmax = 1 А. Для простоты положим Uth = 0. Для выяснения влияния отношения ик/Udd выбором Sds обеспечим 3 значения этого отношения: ик/Udd = 0.05, 0.1, 0.15. Учтем необходимость выполнения соотношения

Id < Id 2.

max max

С использованием (13) и (15) найдены отношение UgsjUgs и нижний угол отсечки 9с1, при которых реализуемы ненасыщенный и насыщенный УМ класса F (значения /(3 отрицательны) (рис. 6). На рис. 6 пунктирные линии ограничивают область, в которой реализуем ненасыщенный УМ класса F: Ugs/Ugs = 1, 110.08°<9с1 <173.7°.

Указанный интервал соответствует глубоко смещенному УМ класса АВ.

На рис. 6 заливкой выделены области значений Ugs/Ugs и 9с1, при которых реализуем насыщенный УМ класса F. Максимально возможный угол отсечки 9с1 = 180° во всех трех случаях соответствует УМ класса A. По мере роста значения отношения ик/ U dd минимально возможный угол отсечки 9с1, при котором реализуем насыщенный УМ класса F, снижается:

U

gsm

и

и

^ = 0.10

dd

и

_L

140 9,

gsm

7 4 1

U к

и

= 0.15

dd

_L

с1

60

100

140 9

с1

б

Рис. 6

' В противном случае (/Л'шах >/лшах)значение тока /¿(т/6) отрицательно, что в настоящей статье не рассматривается.

о

в

- при UK/ Udd = 0.05 9с1 = 68° (рис. 6, а);

- при UK/ Udd = 0.10 9c1min = 60° (рис. 6, б);

- при UK/ Udd = 0.15 9c1min = 62° (рис. 6, в).

При этом наблюдается заметное расширение области, в которой указанный УМ реализуем (т. е.

Zd3 отрицателен). Расширение области отрицательных значений может представлять большой практический интерес в тех случаях, когда импеданс Z (3 / ) задан нагрузочной цепью усилителя и получить требуемое значение Uds3 при фиксированном 9с1 можно только за счет выбора Id3. В ненасыщенном УМ класса F возможность

выбора Id3 при фиксированном 9с1 отсутствует, поскольку область возможных реализаций не зависит от отношения U^Udd. Следовательно, насыщенный УМ класса F в отличие от ненасыщенного реализуем не только в большем диапазоне углов 9с1, но и в большем диапазоне значений импеданса Z (3 /) (рис. 6).

Расчет и моделирование насыщенного УМ класса F. По алгоритму, описанному ранее, рассчитан насыщенный УМ класса F, выполненный на базе полевого транзистора 2N7000L3. При моделировании в пакете САПР "Advanced design system 2011"4 статические характеристики данного транзистора описывались с помощью уравнений "Shichman - Hodges" (1) [11]. Параметры модели данного транзистора приведены в [8]. Расчетные значения Sgs = 0.174 А/В и Sds = 0.175 А/В

определены по статическим характеристикам транзистора. Нижний угол отсечки выбран равным 9с1 = 90°, принимаемым обычно при реализации усилителей класса F. Пороговое напряжение для выбранного транзистора составляет U th = 1.86 В. Напряжение питания принято Udd = 25 В. Значение AUgs выбрано равным 1.72 В, что соответствует Ugs = 3.58 В, Id = 0.3 А и ^ /Udd = 0.068.

gsmax ' dmax к' dd

Отношение AUgs/AUgs = Ugs/Ugs выбиралось таким, чтобы значение Id3 было отрицательно, а

ALL transistors datasheet. URL: http://alltransistors.com/ pdfview.php?doc=2n7000kl_bs170kl.pdf&dire=_vishay ' Agilent technologies. URL: http://www.agilent.com/about/ newsroom/presrel/2011/22feb-em11027.html

значение Z (3f ) примерно в 5 раз превышало Z ( fo ) при чисто активных значениях обоих им-

педансов. Выбор указанного соотношения импе-дансов вызван тем, что на практике в большинстве случаев из-за потерь в нагрузочных цепях удается получить Z ( 3 fo )«(3...5) Z (fo ) [12]. Расчетные значения импедансов составили Z ( f0 ) = 199.7 Ом, Z (3 f0 ) = 1014.2 Ом.

Нагрузочные импедансы на кристалле транзистора на второй гармонике и на всех гармониках выше третьей предполагались равными нулю. Расчет "Hd выполнялся по формуле [2]

Hd = Pout/ где Pout = Uds17d1/2;

PDC = Udd ^DC = Pout + Pdis + P3 - мощность, потребляемая усилителем от источника питания [2], где Idc = Id0 - постоянный ток

источника питания;

Т/2

1 -Т/2

- мощность, рассеиваемая при перекрытии тока ^(9) и напряжения ^ (9); Р3 = и¿8з мощность, рассеиваемая на активном нагрузочном импедансе Z (3/) на третьей гармонике,

причем Т - период сигнала основной частоты.

Моделирование усилителя выполнено методом гармонического баланса на рабочей частоте усилителя /о = 13.56 МГц. В гармоническом балансе учитывалось 20 гармоник. Результаты расчета и моделирования энергетических характеристик усилителя приведены в таблице. Значение Р}08 представляет собой суммарную мощность потерь в усилителе, равную сумме мощностей и Р3.

Параметр Расчет | Модели рование

Ugs/ Ug s 1.654 1.419

Hd, % 87.88 89.66 90.37

Id*1, А 0.139 0.144 0.142

^sb В 27.76 28.80 28.39

Pout, Вт 1.929 2.078 2.019

Pos, Вт 0.266 0.240 0.215

Ла, % 84 76 68 60

"ds> В

40 20

3

Рис. 7

P, Вт

1.8

1.2

0.6 0

Ug s/ Ugs

приняты постоянными. Напротив, при моделировании непостоянство этих параметров, вызванное нелинейностью статических характеристик транзистора, учитывается.

На рис. 8, а показаны полученные расчетом

формы тока /Л (0) и напряжения мЛз (0) для и'^ и gs = 1.654. Аналогичные зависимости, полученные моделированием для и'^Ugs = 1.654 и 1.419, представлены на рис. 8, б и в соответ-

0

С А u'ds, В 0.4

40 20

; uds * t 'd i

1 г*" i г —\ -ч

i_i / \ • i / \ »1

О \

\ » ' 1 / \

» !t / \|U

TW w" 1 w tin

!" ЦТ W

V <)

j\ 1 iyjla A-

37

74 а

111 t, нс

37

74 б

Рис. 8

0.4 0.3 0.2 0.1 0

111 t, нс

40 20

37

74 в

■d A А

- 0.4

I 0.3

\ 14 0.2

II 0.1

1 l\ 0

111 t, нс

Для сравнения результатов аналитического расчета и моделирования в таблице приведены значения "л, Р0и и Р]0з, полученные при одном и том же значении и'^ Ugs = 1.654. Полученный при моделировании "л выше расчетного значения на 1.78 %, а превышает расчетную мощность на 7.72 %.

Для определения значения отношения иЛ и, обеспечивающего максимум стокового КПД, и соответствующих ему значений Р0и и в результате моделирования получены зависимости ^ и р10з от иЛ^иЛя (рис. 7). Из приведенных зависимостей следует, что максимум обеспечивается при и'лз/ илз = 1.419, причем в этой точке р_03 минимальна. Полученные значения в указанной точке приведены в таблице. Значение "л, полученное в результате моделирования, превышает расчетное на 2.49 %, значение Р0и превышает расчетную мощность на 4.66 %. Указанные различия расчетных и промоделированных значений объясняются тем, что при расчете крутизны и в целях упрощения

ственно. Необходимо отметить, что результаты расчетов, полученные для и'^Ugs = 1.654, оказались более близкими к результатам моделирования и'^ Ugs = 1.419, чем для аналогичных результатов для и'^Ugs = 1.654 (см. таблицу). Таким образом, следует считать, что максимальному стоковому КПД соответствуют результаты расчетов и^ Ugs = 1.654 и результаты моделирования

для иg з/ иgs = 1.419.

В настоящей статье предложена методика аналитического расчета энергетических характеристик насыщенного УМ класса Е Показано, что указанный УМ при отношениях ик/илл = 0.05, 0.10 и 0.15 может быть реализован в диапазонах нижнего угла отсечки 0с1 68...1800, 60... 180° и 62...1800 соответственно. На примере расчета параметров УМ класса Е выполненного при 0с1 = 90°, показано, что значения стокового КПД ПЛ и выходной мощности Р0и^ полученные с помощью численного моделирования усилителя, отличаются от рассчитанных значений не более чем на 2.49 и 7.72 % соответственно.

0

0

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Kazimierczuk M. K. RF power amplifiers. Hoboken, USA: Wiley, 2008. 403 p.

2. Colantonio P., Giannini F., Limiti E. High efficiency RF and microwave solid state power amplifiers. Hoboken, USA: Wiley, 2009. 520 p.

3. Raab F. H. Maximum efficiency and output of class-F power amplifiers // IEEE Trans. on microw. theory and tech. 2001. Vol. MTT-49, №. 6. P. 1162-1166.

4. Colantonio P., Giannini F., Limiti E. HF class F design guidelines // Proc. XV-th Intern. conf. on micro-

waves, radar and wireless communications, Warszawa, 17-21 May 2004. Vol. 1 // Telecommunications Research Institute. Poland, Warsawa, 2004. P. 27-38.

5. On the class-F power amplifier design / P. Colanto-nio, F. Giannini, G. Leuzzi, E. Limiti // Intern. J. of RF and microwave computer-aided engineering. 1999. Vol. 9, № 2. P. 129-149.

6. Scott T. Tuned power amplifiers // IEEE Trans. on circuit theory. 1964. Vol. CT-11, № 3. P. 385-388.

7. Behaviors of class-F and class-F-1 amplifiers / J. Moon, S. Jee, J. Kim et al. // IEEE Trans. on microw. theory and tech. 2012. Vol. MTT-60, № 6. P. 1937-1951.

8. Ефимович А. П., Крыжановский В. Г. Исследование энергетических характеристик насыщенного усилителя класса F // Радиотехника: всеукр. межвед. науч.-техн. сб. / ХНУРЭ. Харьков, 2014. № 178. С. 84-92.

A. P. Yefymovych Donetsk national university

9. Ефимович А. П. Области возможных реализаций насыщенного усилителя класса F / Материалы III науч.-техн. конф. с междунар. участием "Наука настоящего и будущего", СПб., 12-13 марта 2015. СПб.: Изд-во СПбГЭТУ "ЛЭТИ", 2015. С. 79-80.

10. Радиопередающие устройства: учеб. для вузов / В. В. Шахгильдян, В. Б. Козырев, А. А. Ляховкин и др.; под ред. В. В. Шахгильдяна. 3-е изд. М.: Радио и связь, 2003. 560 с.

11. Switchman H., Hodges D. Modeling and simulation of insulated-gate field-effect transistor circuits // IEEE J. of solid-state circuits. 1968. Vol. SSC-3, № 3. P. 285-289.

12. Ефимович А. П., Крыжановский В. Г. Компенсация паразитных элементов транзистора с настройкой импедансов на гармониках в усилителе класса F // Технология и конструирование в электронной аппаратуре. 2014. № 1. С. 3-10.

The method of calculating saturated class-F amplifier

The proposed method of calculating the saturated class-F amplifier. The determined values of the cut-off angles at which can be realized this amplifier. It is shown that a saturated class-F amplifier can be realized in high cut-off angle range than an unsaturated class-F amplifier.

Class-F amplifier, drain efficiency, output power, saturation of transistor

Статья поступила в редакцию 4 мая 2015 г.

УДК 621.373.5

А. В. Афанасьев, Ю. А. Демин, Б. В. Иванов, В. А. Ильин, В. В. Лучинин, К. А. Сергушичев, А. А. Смирнов Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ" А. Ф. Кардо-Сысоев Физико-технический институт им. А. Ф. Иоффе РАН

Мегаваттный генератор наносекундных импульсов на основе карбидокремниевых дрейфовых диодов с резким восстановлением

Представлены экспериментальные результаты исследования коммутационных характеристик высоковольтных карбидокремниевых коммутаторов на основе дрейфовых диодов с резким восстановлением (ДДРВ) и разработанного на их основе генератора наносекундных импульсов напряжения с мега-ваттной импульсной мощностью. Впервые показана возможность последовательной компрессии энергии включенными параллельно кремниевым и карбидокремниевым каскадами ДДРВ.

Карбид кремния, дрейфовые диоды с резким восстановлением, наносекундные импульсы напряжения, высоковольтные диодные сборки

Высоковольтные генераторы сверхкоротких импульсов напряжения широко применяются в локационной, лазерной, преобразовательной техни-

ке, экспериментальной физике и импульсной интроскопии. Использование дрейфовых диодов с резким восстановлением (ДДРВ) в генераторах в

© Афанасьев А. В., Демин Ю. А., Иванов Б. В., Ильин В. А., Лучинин В. В., Сергушичев К. А., Смирнов А. А. Кардо-Сысоев А. Ф., 2015