CC BY
9Научная статья УДК 621.3.049.779:621.391 doi:10.24151/1561-5405-2023-28-6-802-813 EDN: SMZGLX
Методика оценки ^-параметров высокоскоростных путей передачи сигналов в корпусах микросхем
А. В. Раков, И. В. Шевцов, О. В. Борин, Н. М. Горшкова, Д. В. Скок
АО НПЦ «ЭЛВИС», г. Москва, Россия ngorshkova@elvees.com
Аннотация. В системах связи 5G для обеспечения максимальной скорости передачи данных требуется высокое качество характеристик всех элементов в составе сигнального пути. Для решения данной задачи необходимо провести анализ характеристик звеньев сигнального тракта. В работе выполнена оценка «-параметров высокоскоростных путей передачи сигналов, реализуемых в разрабатываемых корпусах новейших перспективных микросхем. На основе теории четырехполюсников предложен способ расчета комплексного коэффициента передачи с использованием результатов однопортовых измерений комплексных коэффициентов отражения. Рассмотрен один из вариантов реализации данного способа -концепция измерительной методики и состав требуемой измерительной ячейки. Проведено моделирование характеристик разработанных измерительных ячеек и высокоскоростных путей передачи сигналов, сформированных в корпусах микросхем. На основе результатов моделирования рассчитан комплексный коэффициент передачи и построен график погрешности оцениваемой характеристики. Предложенная методика оценки «-параметров позволяет улучшить характеристики сигнальных высокоскоростных путей в корпусах микросхем.
Ключевые слова: «-параметры, ffip-cЫp-корпусирование микросхем, системы 5в, высокоскоростные цифровые устройства, интегральные микросхемы
Для цитирования: Методика оценки «-параметров высокоскоростных путей передачи сигналов в корпусах микросхем / А. В. Раков, И. В. Шевцов, О. В. Борин и др. // Изв. вузов. Электроника. 2023. Т. 28. № 6. С. 802-813. https://doi.org/ 10.24151/1561-5405-2023-28-6-802-813. - EDN: SMZGLX.
© А. В. Раков, И. В. Шевцов, О. В. Борин, Н. М. Горшкова, Д. В. Скок, 2023
Original article
Methodology for estimating ^-parameters of high-speed signal transmission paths in chip packages
А. V. Rakov, I. V. Shevtsov, O. V. Borin, N. M. Gorshkova, D. V. Skok
JSC SPC "ELVEES", Moscow, Russia ngorshkova@elvees.com
Abstract. In the 5G communication systems, in order to ensure high data transfer rate the high quality of the characteristics of all elements in the signal path is required. It is necessary to analyze the characteristics of the signal path links to solve this problem. In this work, S-parameters of high-speed signal transmission paths implemented in chip packages being developed for latest promising microcircuits are analyzed. Based on quadrupole theory, a procedure for calculation of complex transfer coefficient using the results of single-port measurements of complex reflection coefficients is proposed. One of the options of this procedure implementation, the concept of the measuring technique and the composition of the required measuring cell, is considered. A simulation of characteristics of the developed measuring cells and high-speed signal transmission paths formed in the chip packages is conducted. Based on simulation results, the complex transfer coefficient has been calculated and the graph of the estimated characteristic error has been plotted. The proposed methodology of S-parameters estimation allows for improvement of characteristics of highspeed transmission paths in chip packages.
Keywords: S-parameters, flip chip packaging, 5G systems, high-speed digital devices, integrated circuits
For citation: Rakov А. V., Shevtsov I. V., Borin O. V., Gorshkova N. M., Skok D. V. Methodology for estimating S-parameters of high-speed signal transmission paths in chip packages. Proc. Univ. Electronics, 2023, vol. 28, no. 6, pp. 802-813. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2023-28-6-802-813. - EDN: SMZGLX.
Введение. При разработке высокоскоростных цифровых устройств на кристалле, применяемых в телекоммуникационной системах, в том числе в системах связи 5G [1], для достижения оптимальных параметров немаловажную роль играют характеристики пути распространения сигнала. Проанализировав характеристики высокоскоростного сигнального пути в корпусе микросхемы, на основе полученных данных можно решить задачу синтеза совершенных путей распространения сигнала. Это, в свою очередь, позволит разработать телекоммуникационные устройства с повышенной скоростью передачи.
В настоящей работе проводится оценка характеристик части сигнального тракта -корпуса микросхемы.
Методы корпусирования микросхем. Корпусирование кристалла - это финальный этап производства микросхемы. В рамках данного этапа решаются задачи установки кристалла на корпусную опору для обеспечения его механической защиты, электрического соединения выводов кристалла и выводов корпуса, рассеивания необходимого количества тепла, требуемого для охлаждения кристалла и защиты кристалла от внеш-
них климатических воздействий. На сегодняшний день самыми популярными методами корпусирования микросхем являются flip-chip [2] и wire-bonding [3].
В настоящей работе рассматриваются высокоскоростные сигнальные пути, выполненные в корпусах flip-chip. Это обусловлено следующими причинами. При разработке сложных микросхем для телекоммуникационных устройств, например сигнальных процессоров, требуется большое количество выводов (бампов), которое может достигать нескольких тысяч (метод wire-bonding для таких микросхем не применим). Корпус flip-chip выполнен по технологии, напоминающей технологию печатных плат, что позволяет достичь хорошей повторяемости межсоединений, так как монтаж заключается в паяльном соединении бампов и контактных площадок корпуса. Корпус микросхемы для flip-chip-монтажа обеспечивает возможность гибкого применения различных smd электронных компонентов, требуемых для лучшего распределения питания по кристаллу. Монтаж корпуса flip-chip на печатную плату осуществляется с помощью матрицы сферических контактов BGA (Ball Grid Array) - шариков, вынесенных на всю нижнюю поверхность корпуса. Структура корпуса flip-chip, имеющая формулу 4-2-4, изображена на рис. 1.
Рис. 1. Структура корпуса flip-chip Fig. 1. Flip chip case structure
Однопортовая методика оценки неизвестных ^-параметров многополюсника.
Проведем оценку комплексных коэффициентов отражения и передачи, составляющих матрицу «-параметров, высокоскоростных межсоединений между бампами кристалла и BGA-контактами корпуса.
Для измерения «-параметров применяются векторные анализаторы цепей (ВАЦ). Для измерения комплексного коэффициента передачи порты измерительного прибора должны быть подключены к тем контактам исследуемого устройства, между которыми осуществляется передача сигнала. Сложность измерения коэффициентов передачи между бампами кристалла и BGA-контактами корпуса обусловлена тем, что невозможно подключить порт измерительного прибора к бампам, так как кристалл смонтирован на контактные площадки корпуса flip-chip. Разработанный метод измерения полной матрицы «-параметров, включая комплексные коэффициенты передачи, с использованием
A" Sn.n Sn.H ~°П п
A _ _ SH.n SH.H _ a _
однопортовых измерений описан в работе [4], где вводятся понятия подключаемого порта - порта исследуемого устройства, доступного для подключения к ВАЦ, и непод-ключаемого порта исследуемого устройства - недоступного порта для подключения к ВАЦ. Данным понятиям соответствуют ^-параметры: £п.п - коэффициент отражения от подключаемого порта; £п.н - коэффициент передачи от неподключаемого порта к подключаемому порту; £н.п - коэффициент передачи от подключаемого порта к неподклю-чаемому порту; £н.н - коэффициент отражения от неподключаемого порта. Сформулируем решение задачи поиска неизвестных ^-параметров на примере простейшего четырехполюсника, которым может являться взаимный однополосный сигнальный тракт.
На рис. 2 представлена схема исследуемого четырехполюсника. Уравнение для матрицы его ^-параметров будет иметь следующий вид:
(1)
где Ьп - отраженная волна, принятая на срезе подключаемого порта; Ьн - волна, отраженная от неподключаемого порта и падающая на нагрузку ZL^; aп - волна, падающая на подключенный порт; aн - волна, падающая на неподключенный порт и отраженная от нагрузки ZL.
Запишем уравнение отраженной волны от нагрузки:
«н = ЯА, (2)
где SL - коэффициент отражения от нагрузки ZL.
Отраженная волна от подключенного порта при измерении с помощью ВАЦ равна:
Ьп = , (3)
где S11in - коэффициент отражения от входа всей системы с подключенной нагрузкой. Путем простейших алгебраических преобразований получаем
Яп.п + (Яп.нЯн.п " Яп.пЯн.н ) + ^АнЗщп = Я11т . (4)
В матричной форме уравнение (4) имеет вид
Яп.п
[! ЯПт ] Яп.нЯн.п _ Яп.пЯн.н = Я11ги . (5)
_ Ян.н _
Значение S11in может быть получено прямым измерением на ВАЦ, значение SL - путем моделирования, а также прямым измерением на ВАЦ, но с использованием специальной калибровочной процедуры. Выражение (5) представляет собой тождество, верное для разных значений ZL. Составив систему из нескольких уравнений вида (5) для разных номиналов нагрузки, можно решить ее методом наименьших квадратов [5] относительно параметров Sп.п, Sп.н, Sн. п, Sн. н:
1 SL SLS11in
i nm nm nm 1 SL SLS1 1
Я
п.н н.п
- SnS
п.п н.н
S,,
L L 11 т
где m - индекс, обозначающий номер измерения.
1in
S1 Sr
m S11in
(6)
S„ S12 S13 S14 S SDD11 S SDD12 S SDC11 S SDC12
S21 S22 S23 S24 S SDD 21 S SDD 22 S SDC 21 S SDC 22
S31 S32 S33 S34 S CD11 S CD12 S CC11 S CC12
S41 S42 S43 S44 _ S _ SCD 21 S SCD22 S SCC 21 S SCC 22 _
Для решения системы уравнений (6) количество измерений m с разными номиналами нагрузки должно быть более двух. При этом чем больше m, тем точнее решение. Для повышения вероятности нахождения решения следует выбирать нагрузки с разными коэффициентами отражения по входу нагрузки SL.
Большинство современных радиоэлектронных систем в качестве сигнальных трактов используют дифференциальные линии передачи ввиду их лучшей помехозащищенности [6]. В корпусе flip-chip высокоскоростные сигнальные пути также являются дифференциальными. В связи с тем что дифференциальная линия передачи образована двумя раздельными полосками, радиоэлектронное устройство с двумя дифференциальными портами будет описываться матрицей S-параметров размерностью 4 х 4. Однако для упрощения решения задачи можно перейти к смешанной матрице (mixed-mode) S-параметров [7] и использовать только блок размерностью 2 х 2 S-пара-метров, относящихся к дифференциальной моде (Sddii, Sddi2, Sdd21, Sdd22), с помощью которой передается полезная информация:
(7)
Таким образом, для получения коэффициентов передачи между BGA-контактами корпуса достаточно провести серию как минимум из трех однопортовых измерений комплексных коэффициентов отражения со стороны подключаемых портов с разными нагрузками, подключенными со стороны неподключаемых портов.
Состав измерительной ячейки. Для подключения разных нагрузок со стороны неподключаемых портов использован измерительный кристалл, представляющий собой отдельное микроэлектронное устройство, имеющее идентичные рабочему чипу соединительные размеры (шаг и диаметр бампов), монтируемое на корпус вместо кристалла рабочей микросхемы. В соответствии с методикой однопортовых измерений основной функционал измерительного кристалла - это изменение номиналов нагрузок высокоскоростных сигнальных трактов со стороны неподключаемых портов (бампов) по желанию исследователя.
В качестве нагрузки использован и-канальный СВЧ КМОП-транзистор, выполненный по 90-нм технологии (рис. 3, а). Сток транзистора подключен к полоску высокоскоростной линии, исток - к опорной земле (рис. 3, б). На затвор транзистора подавали управляющее напряжение, позволяющее менять его рабочую точку и, соответственно, перестраивать величину сопротивления сток-исток.
Логично было бы подключить транзисторную нагрузку непосредственно к бам-пам, используя микрополоски меньшей длины (рис. 3, в). Однако в этом случае не будет возможности корректного измерения коэффициента отражения от нагрузки Бь, так как невозможно применить калибровку, позволяющую отбросить не интересующую исследователя часть сигнального пути. Соответственно, использование результатов моделирования для получения коэффициента отражения от нагрузки Бь связано с риском существенного увеличения ошибки метода.
Для успешного применения калибровочной процедуры длины линий, подключенных к калибровочным мерам, должны соответствовать длинам линий, используемым для подключения нагрузки. В рассматриваемом случае существует ограничение: длины калибровочных линий должны быть кратны шагу бампов. Приемлемым вариантом ка-
Рис. 3. Реализация перестраиваемой нагрузки на кристалле: а - топология транзисторной нагрузки; б - схема подключения транзисторной нагрузки к микрополоску; в - подключение нагрузки
к бампам короткими линиями; г - подключение нагрузки к бампам калибруемыми линиями Fig. 3. Implementation of a tunable load on a chip: a - topology of the transistor load; b - wiring diagram of the transistor load to the microstrip; c - connection of the load to the bumps with short lines; d - connection of the load to the bumps with calibrated lines
либровки в таких условиях становится применение TRL калибровочного набора [8], реализованного непосредственно на измерительном кристалле. Таким образом, нагрузка подключается к бампу через полосок, длиной в два раза меньше, чем самая короткая линия TRL калибровочного набора THRU (рис. 3, г). Такой выбор обусловлен тем, что при калибровке происходит сдвиг фазовой плоскости ВАЦ на середину линии THRU, что соответствует непосредственно контактам транзисторной нагрузки при подключении через питающую линию. Таким образом, осуществляется так называемая операция de-embedding [9] - исключение влияния всей оставшейся части сигнального пути на измерения. В результате выполнения операции de-embedding есть возможность корректного прямого измерения SL.
Измерительный прибор подключен к BGA-контактам корпуса специальной исследовательской печатной платой с ответной частью для BGA-контактов, на которую монтируется корпус микросхемы (рис. 4). На исследовательскую плату монтируются высокочастотные прижимные разъемы, подключаемые к кабелям измерительного прибора. Таким образом, весь сигнальный путь состоит из следующих звеньев: порт ВАЦ, коаксиальный кабель, коаксиально-полосковый переход, дифференциальная полосковая линия передачи на исследовательской печатной плате, переход с полосковой линии печатной платы на по-лосковую линию внутри корпуса микросхемы, полосок корпуса микросхемы, переход с полоска корпуса на полосок кристалла через бампы, транзисторная нагрузка.
Для получения коэффициента отражения со стороны BGA-контактов S11in при измерении использован TRL калибровочный набор, расположенный на печатной плате и состоящий из четырех линий задержки LINEx, линии перемычки THRU, холостого хода OPEN и короткого замыкания SHORT в качестве эталонов отражения. Рабочий диапазон частот калибровочного набора 200 МГц - 32 ГГц (рис. 5, а). В процессе измерения калибровка позволяет не учитывать влияния части сигнального пути от порта ВАЦ вплоть до перехода с сигнальных полосков дифференциальной линии печатной платы через BGA-контакты на микрополоски внутри корпуса микросхемы.
Рис. 4. Элементы сигнального пути: а - ответная часть BGA-контактов на печатной плате и высокоскоростные линии передачи; б - коаксиально-полосковые переходы дифференциальной линии; в - дифференциальная полосковая линия передачи на исследовательской печатной плате; г - переход с полоска корпуса на полосок кристалла через бампы; д - переход с полосковой линии печатной
платы на полосковую линию внутри корпуса микросхемы Fig. 4. Elements of the signal path: a - the mate of the BGA contacts on the printed circuit board and highspeed transmission lines; b - coaxial strip transitions of the differential line; c - differential strip transmission line on the research printed circuit board; d - transition from body strip on crystal strips through bumps; e - transition from the strip line of the printed circuit board to the strip line inside the chip housing
Рис. 5. Топологии применяемых TRL калибровочных наборов: а - на печатной плате; б - на кристалле Fig. 5. Topology of the used TRL calibration sets: a - on a printed circuit board; b - on a chip
Для получения коэффициентов отражения SL от нагрузок, подключенных к бампам, на кристалле также реализован TRL калибровочный набор (рис. 5, б). Калибровочный набор состоит из двух линий задержки LINE1 и LINE2, линии перемычки THRU, холостого хода OPEN и короткого замыкания SHORT в качестве эталонов отражения. Рабочий диапазон частот калибровочного набора 1,75-32 ГГц. Так как калибровочные линии реализуются на кристалле, сложно выбрать длину линий эталонов, как на печатной плате. Длины линий эталонов всегда будут кратны шагу бампов.
Для успешной калибровки необходимо, чтобы характеристики сигнальных путей, ведущие к линиям-эталонам, имели максимально схожие характеристики в рабочем
Рис. 6. Высокоскоростные сигнальные линии (1-8) корпуса микросхемы Fig. 6. High-speed signal lines (1-8) of the chip housing
диапазоне частот. Однако изначально характеристики сигнальных путей в корпусе неизвестны. Их выбор для подключения к калибровочным мерам на кристалле проводится на основе результатов моделирования. Выбраны линии в корпусе, имеющие максимально схожие коэффициенты передачи (рис. 6).
Из общего семейства повторяющихся кривых выбиваются только коэффициенты передачи сигнальных линий ЬШЕ-Р1 и ЬШЕ-Р2 (рис. 7). Данные сигнальные линии передачи обеспечивают подключение меры LINE1 - линии задержки TRL калибровочного набора на кристалле. Калибровочная линия задержки LINE1 работает в поддиапазоне частот 1,75-9 ГГц, и влияние погрешности на калибровку на низких частотах, где разница в коэффициентах передачи еще не так сильно выражена, незначительно.
Рис. 7. Коэффициенты передачи сигнальных линий корпуса (а) и фазы коэффициентов передачи сигнальных линий корпуса (б): 1 - SHORT; 2 - OPEN; 3 - THRU-P1; 4 - THRU-P2; 5 - LINE-P1; 6 - LINE-P2; 7 - MATCH LOAD;
8 - LINE-P1; 9 - LINE-P2 Fig. 7. Transmission coefficients of the signal lines of the housing (a) and phases of transmission coefficients of the signal lines of the housing (b): 1 - SHORT; 2 - OPEN; 3 - THRU-P1; 4 - THRU-P2; 5 - LINE-P1; 6 - LINE-P2; 7 - MATCH LOAD; 8 - LINE-P1; 9 - LINE-P2
Результаты моделирования. Для повышения точности решения задачи поиска неизвестных ^-параметров необходимо, чтобы коэффициенты SL и S11in для разных используемых в процессе измерений номиналов перестраиваемой транзисторной нагрузки значительно различались. Это условие налагает ряд требований на характеристики используемого в измерении сигнального тракта, содержащего звенья от местоположения фазовой плоскости до места непосредственного подключения нагрузки. Звенья сигнального тракта должны быть хорошо согласованы, чтобы основная часть отраженной волны была вызвана согласованием или рассогласованием нагрузки, т. е. отражение от звеньев сигнального пути должно быть намного меньше отражения от перестраиваемой нагрузки. Например, при измерении коэффициента SL сигнальный путь состоит из перехода с полоска корпуса на полосок кристалла через бампы и регулярной дифференциальной сигнальной линии на кристалле. Характеристики данного сигнального пути приведены на рис. 8, а. При измерении коэффициента S11in сигнальный путь состоит из коаксиально-полоскового перехода, дифференциальной полосковой линии передачи на исследовательской печатной плате, перехода с полосковой линии печатной платы на полосковую линию внутри корпуса микросхемы, регулярной дифференциальной линии внутри корпуса, перехода с микрополосковой линии внутри корпуса на микрополоски кристалла через бампы и регулярной дифференциальной сигнальной линии на кристалле. Характеристики данного сигнального пути представлены на рис. 8, б.
Рис. 8. Характеристики сигнальных путей при измерении SL (а) и SUin (б): кривая 1 - SDD21;
кривая 2 - SDD11
Fig. 8. Characteristics of signal paths when measuring SL (a) and when measuring S11in (b):
curve 1 - SDD21; curve 2 - SDD11
Таким образом, значение коэффициента S21 сигнального тракта ограничивает измеряемый коэффициент S11 от отражающей нагрузки: S11 (дБ) не может быть выше, чем удвоенный коэффициент передачи S21. Коэффициент S11 сигнального тракта ограничивает коэффициент отражения от согласованной нагрузки: S11 (дБ) при подключенной согласованной нагрузке не может быть ниже, чем коэффициент отражения S11 самого сигнального тракта.
Используя смоделированные характеристики сигнальных путей при измерении S11in и SL и набор из трех нагрузок, можно промоделировать процедуру однопортовой оценки S21. Результаты моделирования процедуры однопортовой оценки S21 представлены на рис. 9, a. Погрешность оценки коэффициента S21 (рис. 9, б) с использованием характеристик сигнальных путей, применяемых в измерениях, не превышает 9 % во всем диапазоне частот. Данную погрешность можно уменьшить, улучшив согласование звеньев сигнального пути.
' 0 5 10 15 20 25 30 0 5 10 15 20 25 30
Частота, ГГц Частота, ГГц
а б
Рис. 9. Результаты моделирования процедуры однопортовой оценки S2i: а - сравнение заложенного в модель оригинального коэффициента S21 (кривая 1) и найденного (кривая 2);
б - погрешность оценки S21
Fig. 9. Simulation results of the single-port evaluation procedure S21: a - comparison of the original
coefficient S21 embedded in the model (curve 1) and found by the method (curve 2); b - the estimation
error of the S21
Заключение. Сформулированная концепция измерительной ячейки, а также основных ее узлов позволила реализовать методику оценки S-параметров высокоскоростных путей передачи сигналов в корпусе микросхемы. Предложенная методика дает возможность улучшить характеристики сигнальных высокоскоростных путей в корпусах микросхем.
Дальнейшая работа будет направлена на сверку моделируемых и экспериментальных характеристик изучаемых корпусов.
Литература
1. Agiwal M., Roy A., Saxena N. Next generation 5G wireless networks: A comprehensive survey // IEEE Communication Surveys & Tutorials. 2016. Vol. 18. Iss. 3. P. 1617-1655. https://doi.org/10.1109/ COMST.2016.2532458
2. Lanzone R. Market trends: Past, present, and future // Advanced Flip Chip Packaging / eds H.-M. Tong, Y.-S. Lai, C. Wong. Boston, MA: Springer US, 2013. P. 1-21. https://doi.org/10.1007/978-1-4419-5768-9_1
3. Harman G. Wire bonding in microelectronics. 3rd ed. New York: McGraw-Hill, 2010. 446 p.
4. An estimation method for the n port S parameters with n - 1 port measurements / N. Maeda, S. Fukui, K. Ichikawa et al. // 2013 International Symposium on Electromagnetic Compatibility. Brugge: IEEE, 2013. P. 348-353. https://doi.org/10.1109/ECCTD.2013.6662246
5. Ipsen I. C. F. Numerical matrix analysis: Linear systems and least squares. Philadelphia: SIAM, 2009. 140 p.
6. Bockelman D. E., Eisenstadt W. R. Direct measurement of crosstalk between integrated differential circuits // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 2000. Vol. 48. Iss. 8. P. 1410-1413. https://doi.org/10.1109/22.859489
7. Pozar D. M. Microwave engineering. 2nd ed. New York: Wiley, 1997. 736 p.
8. Multimode TRL and LRL calibrated measurements of differential devices / T. Buber, A. Rodriguez, A. Jenkins et al. // 64th ARFTG Microwave Measurements Conference. Orlando, FL: IEEE, 2004. P. 157-166. https://doi.org/10.1109/ARFTGF.2004.1427590
9. Wartenberg S. A., Grajek P. De-embedding PCB fixtures for package characterization // Microw. Opt. Technol. Lett. 2001. Vol. 31. Iss. 2. P. 111-112. https://doi.org/10.1002/mop.1372
Статья поступила в редакцию 27.06.2023 г.; одобрена после рецензирования 03.07.2023 г.;
принята к публикации 24.10.2023 г.
Информация об авторах
Раков Алексей Владимирович - старший инженер АО НПЦ «ЭЛВИС» (Россия, 124460, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Конструктора Лукина, 14, стр. 14), arakov@elvees.com
Шевцов Иван Валерьевич - ведущий инженер АО НПЦ «ЭЛВИС» (Россия, 124460, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Конструктора Лукина, 14, стр. 14), ishevcov@elvees.com
Борин Олег Валерьевич - инженер АО НПЦ «ЭЛВИС» (Россия, 124460, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Конструктора Лукина, 14, стр. 14), oborin@elvees.com
Горшкова Наталья Михайловна - кандидат технических наук, начальник лаборатории АО НПЦ «ЭЛВИС» (Россия, 124460, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Конструктора Лукина, 14, стр. 14), ngorshkova@elvees.com
Скок Дмитрий Владимирович - директор по проектированию АО НПЦ «ЭЛВИС» (Россия, 124460, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Конструктора Лукина, 14, стр. 14), dskok@elvees.com
References
1. Agiwal M., Roy A., Saxena N. Next generation 5G wireless networks: A comprehensive survey. IEEE Communications Surveys & Tutorials, 2016, vol. 18, iss. 3, pp. 1617-1655. https://doi.org/10.1109/ COMST.2016.2532458
2. Lanzone R. Market trends: Past, present, and future. Advanced Flip Chip Packaging, eds H.-M. Tong, Y.-S. Lai, C. Wong. Boston, MA, Springer US, 2013, pp. 1-21. https://doi.org/10.1007/978-1-4419-5768-9_1
3. Harman G. Wire bonding in microelectronics. 3rd ed. New York, McGraw-Hill, 2010. 446 p.
4. Maeda N., Fukui S., Ichikawa K., Sakurai Y., Sekine T., Takahashi Y. An estimation method for the n port S parameters with n - 1 port measurements. 2013 International Symposium on Electromagnetic Compatibility. Brugge, IEEE, 2013, pp. 348-353. https://doi.org/10.1109/ECCTD.2013.6662246
5. Ipsen I. C. F. Numerical matrix analysis: Linear systems and least squares. Philadelphia, SIAM, 2009. 140 p.
6. Bockelman D. E., Eisenstadt W. R. Direct measurement of crosstalk between integrated differential circuits. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2000, vol. 48, iss. 8, pp. 1410-1413. https://doi.org/10.1109/22.859489
7. Pozar D. M. Microwave engineering. 2nd ed. New York, Wiley, 1997. 736 p.
8. Buber T., Rodriguez A., Jenkins A., Mahon J., Liss C., Lanteri J.-P., Kinayman N., Wohlert R. et al. Multimode TRL and LRL calibrated measurements of differential devices. 64th ARFTG Microwave Measurements Conference. Orlando, FL, IEEE, 2004, pp. 157-166. https://doi.org/10.1109/ARFTGF.2004.1427590
9. Wartenberg S. A., Grajek P. De-embedding PCB fixtures for package characterization. Microw. Opt. Technol. Lett., 2001, vol. 31, iss. 2, pp. 111-112. https://doi.org/10.1002/mop.1372
The article was submitted 27.06.2023; approved after reviewing 03.07.2023;
accepted for publication 24.10.2023.
Information about the authors Alexey V. Rakov - Senior Engineer, JSC SPC "ELVEES" (Russia, 124460, Moscow, Zelenograd, Constructor Lukin st., 14, bld. 14), arakov@elvees.com Ivan V. Shevtsov - Leading Engineer, JSC SPC "ELVEES" (Russia, 124460, Moscow, Zelenograd, Constructor Lukin st., 14, bld. 14), ishevcov@elvees.com Oleg V. Borin - Engineer, JSC SPC "ELVEES" (Russia, 124460, Moscow, Zelenograd, Constructor Lukin st., 14, bld. 14), oborin@elvees.com
Natalia M. Gorshkova - Cand. Sci. (Eng.), Head of the Laboratory, JSC SPC "ELVEES" (Russia, 124460, Moscow, Zelenograd, Constructor Lukin st., 14, bld. 14), ngorshkova@elvees.com
Dmitry V. Skok - Director of Design, JSC SPC "ELVEES" (Russia, 124460, Moscow, Zelenograd, Constructor Lukin st., 14, bld. 14), dskok@elvees.com
