Метод защиты устройства быстрого обнаружения и распознавания шумоподобных сигналов от гармонических помех Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Радиофизика

Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2009, № 4, с. 57-63

УДК 621.391.82

МЕТОД ЗАЩИТЫ УСТРОЙСТВА БЫСТРОГО ОБНАРУЖЕНИЯ И РАСПОЗНАВАНИЯ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ ОТ ГАРМОНИЧЕСКИХ ПОМЕХ

© 2009 г. Е.П. Петров, А.В. Частиков, И.Е. Петров

Вятский госуниверситет eppetrov@mail.ru

Поступила в редакцию 06.04.2009

Проведено исследование помехоустойчивости адаптивного приемного устройства (ПУ) с нелинейным фильтром, синтезированного для быстрого обнаружения и распознавания шумоподобных сигналов (ШПС), построенных на рекуррентных псевдослучайных последовательностях большого периода. Показано, что наличие на входе ПУ нескольких ШПС, отличных от полезного, можно рассматривать как сигналоподобные помехи (СПП), подавление которых улучшает прием полезного ШПС. Предложен метод борьбы с СПП в условиях действия мощной гармонической помехи и белого гауссовского шума.

Ключевые слова: псевдослучайные последовательности, шумоподобные сигналы, адаптивная нелинейная фильтрация, гармонические помехи.

Введение

Большое число систем передачи информации (СПИ) с ШПС создало сложную помеховую обстановку, при которой на входе ПУ присутствует несколько ШПС различной мощности и структуры, каждый из которых, если он не совпадает с полезным ШПС, является СПП. Наибольшую опасность для СПИ с ШПС представляют мощные СПП [1].

Традиционные, хорошо разработанные методы подавления помех, основанные на спектральном различии с полезным ШПС, в случае СПП по известным причинам не работают. В [2, 3] на основе представления двоичных рекуррентных псевдослучайных последовательностей (ПСП) сложными цепями Маркова разработан алгоритм и синтезирована структура адаптивного ПУ с нелинейным фильтром (НФ), предназначенного для быстрого обнаружения и распознавания мощных СПП с целью их быстрого подавления. Исследования, проведенные в [2, 3], по быстрому обнаружению и распознаванию ШПС показали, что чем мощнее ШПС, тем меньше время распознавания его структуры и параметров. Если мощность СПП превосходит мощность полезного ШПС и белого гауссовского шума (БГШ), то распознавание структуры (закона формирования ПСП) СПП может произойти для ПСП с периодом L = 2т — 1 за время т принятых символов ПСП СПП. В современных СПИ с ШПС период ПСП достигает значе-

- Т о 42 т51 ний L = 2 ...2 , что делает актуальной про-

блему обнаружения и распознавания мощных СПП, простроенных на таких ПСП.

Малое время обнаружения и распознавания СПП в значительной степени зависит от присутствия на входе адаптивного ПУ с НФ мощных гармонических помех (ГП). Это связано с тем, что элементы цифровой обработки СПП, например регистр сдвига в адаптивном ПУ с НФ, согласованный с т-й частью ПСП искомой СПП, подвержены воздействию мощной гармонической помехи преднамеренного или непреднамеренного характера. Поскольку СПП представляет собой ШПС, то в момент превышения ГП искомой СПП работа адаптивного ПУ с НФ, реализующего процедуру обнаружения и распознавания СПП, нарушается, при этом эффективность защиты СПИ с ШПС от мощных СПП снижается [4], что делает очевидной необходимость защиты ПУ с НФ и одновременно СПИ с ШПС от мощных ГП. В данной работе сделана попытка использования для обнаружения и измерения параметров ГП адаптивного ПУ с НФ, разработанного для обнаружения и распознавания СПП, что существенно сокращает ресурсы на реализацию устройств защиты СПИ с ШПС от СПП и ГП.

Постановка задачи

Необходимо разработать устройство защиты адаптивного ПУ с НФ для обнаружения и распознавания СПП от мощных ГП в условиях действия на входе СПП, ГП и БГШ.

х(ї )г -----►

z( и Ь7СЯ ) А А—

П,

= 1

и,.

и

к +1

и,

Комб.сх.

sign( ф к )

-> РгС

Рис. 1. Структура адаптивного ПУ с НФ с возможностью оценивания частоты и амплитуды ГП

Пусть на входе адаптивного ПУ с НФ (рис. 1), предназначенного для быстрого обнаружения и распознавания ПСП искомой СПП, наблюдается адаптивная смесь х((), содержащая СПП 5ц (^), ГП 5д (^) и БГШ п(^) с нулевым - 2

средним и дисперсией с п, т.е.

х^) = 5II Ц) + 5д! (О + п(г). (1)

Адаптивное ПУ с НФ для быстрого обнаружения и распознавания СПП с возможностью обнаружения и оценивания частоты и амплитуды ГП содержит регистр сдвига РгС с отводами, настроенными на генерацию символов ПСП искомой СПП. Число ячеек РгС равно т - числу символов ПСП, однозначно определяющих вид ПСП в СПП и задержку относительно начальной т-ичной комбинации ПСП искомой СПП. Максимальные длины цугов в любой рекуррентной ПСП, состоящих из единиц, равна т, а нулей - т — 1. Данное свойство рекуррентной ПСП максимального периода можно использовать для обнаружения мощной ГП на входе адаптивного ПУ с НФ и измерения ее частоты [4].

Мощная ГП, пройдя через бинарный квантователь на входе РгС в нелинейном фильтре (рис. 1), переводит все символы искомой СПП, в которых уровень выборок ГП выше уровня выборок СПП, в единицы при положительной полуволне ГП и в нули (либо «-1») при отрицательной. Появление в РгС цуга из нулей длиной более т — 1 и единиц длиной более т указывает на наличие мощной, в общем случае неизвестной помехи. Если цуги из единиц и нулей повто-

ряются периодически, то можно предположить, что наиболее вероятно на входе адаптивного ПУ с НФ действует мощная ГП, что является фактом обнаружения ГП. Усредняя на заданном интервале наблюдения длины положительных и отрицательных цугов, порожденных наличием ГП на входе НФ, а также длительности переходов через нуль в квантователе на входе РгС адаптивного ПУ с НФ, можно определить период частоты ГП. Зная величину периода и время последней смены полярности цуга, можно определить фазу гармонического колебания. Полученная оценка частоты ГП может быть использована для настройки узкополосного режекторного фильтра, подавляющего ГП, либо для формирования компенсирующего сигнала на входе НФ (рис. 1).

Для пояснения метода определения оценки амплитуды ГП воспользуемся рис. 2. На рис. 2а представлена синусоидальная помеха с амплитудой А, поступающая на вход порогового устройства с порогом ± иI .

На рис. 2 введены величины: а - длительность сигнала (в тактах), соответствующая уровню сигнала выше порога; Ь - длительность сигнала (в тактах), соответствующая уровню сигнала ниже порога.

Значения длительностей а и Ь усредняются на интервале наблюдения. В соответствии с рис. 2 период ГП равен Тд1 = 2 • (а + Ь).

При известных значениях параметров а и Ь выражение для определения оценки амплитуды гармонического сигнала выглядит следующим образом:

и

Л* _-

и т

Sin

Ь

(2)

2(а + Ь)

Значение амплитуды помехи на N-м такте определяется по формуле:

ЛаТ _ ЛаТ • Л1( N) _ Л1 sln

Ип

2(а + Ь)

и т

sm

Ь

Ип

2(а + Ь)

(3)

2(а + Ь)

Для повышения точности оценивания амплитуды ГП величина порога иI должна быть выше суммы уровней искомой СПП и БГШ. Если ГП стационарна, то порог можно выбирать исходя из

дисперсии шума с2. Чем выше порог иI , тем

А AI

точнее оценка амплитуды Л1 , так как вероят-

ность превышения порога выборками шума с увеличением иI уменьшается и уже при и I =

_ 3ст п заметного влияния на оценку амплитуды ГП не оказывают. В случае действия мощной ГП значение порога ит предпочтительнее выбирать на уровне половины амплитуды ГП:

ит _Ди/2. (4)

Реализация метода оценивания частоты и амплитуды ГП требует применения в адаптивном ПУ с НФ (рис. 1) дополнительных блоков. Структура адаптивного ПУ с НФ для обнаружения и распознавания СПП, реализующая также обнаружение и измерение параметров мощной ГП, включает дополнительный канал, содержащий пороговое устройство и устройство для вычисления оценок частоты, амплитуды и фазы ГП, а также генератор копии ГП. Таким образом, устройство, представленное на рис. 1, выполняет две функции: обнаруживает и распознаёт СПП и обнаруживает и оценивает параметры ГП. Обе эти функции направлены на обеспечение защиты СПИ с ШПС от СПП и ГП.

Исходная ПСП

Сигнал на входе НФ

10

5

0

-5

-10

100 150

Узкополосная помеха

Ошибки до фильтрации

Оценка узкополосной помехи

Сигнал на входе после компенсации УП

Ошибки после компенсации УП

Ошибки после фильтрации

Рис. 3. Временные диаграммы подавления ГП и обнаружения и распознавания ПСП СПП

а

б

0

в

г

д

е

з

Канал поиска и оценивания параметров ГП (КПО ГП) содержит: пороговое устройство (П) с порогами ± иI и блок оценки частоты, фазы и амплитуды (БОГП), используемые для генерации компенсирующей ГП. К КПО ГП можно отнести РгС, используемый для обнаружения ГП. Работа адаптивного ПУ с НФ (рис. 1) демонстрируется эпюрами на рис. 3: а) ПСП искомой СПП с т = 9 ; б) аддитивная смесь СПП, БГШ и ГП при отношении мощностей элемента

СПП и БГШ р21 = -6 дБ, отношении мощности ГП и элемента СПП уД = 9 дБ,

у = Кк; Т /2LT = 0.05, К д = 51 такт, Лтсй =

= 0.05 и ГП; в) ГП на входе ПУ. В результате действия БГШ и ГП в искомой СПП появляются 76 ошибок (рис. 3г). С начала фильтрации на входе действует положительная полуволна ГП. БОГП, получая выборки сигнала из РгС, обнаруживает положительный цуг длиной

свыше т +1, и начиная с 11 такта работы система переводится в режим определения параметров ГП. В силу низкой информативности этап оценки параметров ГП на временных диаграммах не показан.

По окончании заданного интервала времени вычисленные в БОГП оценки амплитуды, частоты и фазы ГП передаются в генератор ГП (рис. 3д), с которого ГП поступает на вычитающий вход сумматора (X), выходной сигнал с которого приобретает вид рис. 3е, при этом количество ошибок в СПП снижается до 44 (рис. 3ж). После фильтрации ошибки на выходе ПУ с НФ исчезают

(рис. 3з), при этом оценка вероятности Пй достигает значения единицы, фиксируя одновременное обнаружение и распознание СПП. На рис. 3 продемонстрирован случай достаточно точной оценки параметров ГП и практически полной ее компенсации. На рис. 4, 5 приведены статистические характеристики оценки параметров ГП.

/к!

1

0.9

0.8

0.7-

0.&

0.&

0.4-

т = 7, у = 0.5

\ р =-одъ \ кпп р2 =-ЗдБ

рг ^ пп ш=0дБ

\ р- = +^дь \ пп р = +6дБ

пп

/К!

т = 7, у = 0.5

0

10

15

20

а б

Рис. 4. Оценка частоты ГП (а) и дисперсия оценки (б) для различных отношений сигнал/шум по мощности в элементе 2

спп р!!

0.5

0.4

0.3

0.2

0.1

j к 0

дт

^А!

т = 7, у = 0.5

1 - \ Р 2 = 6 дБ

\ \ / '"пи Р2 = ОдБ гпп

V/ х / Рлт=- ■6дБ

\)\ X

Л 1 1 1

10

15

20

2

Рис. 5. Оценка амплитуды ГП (а) и дисперсия оценки (б) в зависимости от уд! , для различных отношений сигнал/ш

по мощности в элементе СПП р][!

2

2

2

К!

К!

2

2

А!

б

а

Исследование эффективности устройства защиты адаптивного ПУ с НФ от мощных ГП

Воздействие ГП на адаптивное ПУ с НФ тем больше, чем больше амплитуда ГП. В то же время чем больше амплитуда ГП относительно СПП и БГШ, действующих на входе ПУ с НФ, тем точнее и быстрее можно измерить параметры ГП и, соответственно, точнее и быстрее скомпенсировать ее.

На рис. 4, 5 представлены графики, характеризующие точность оценок частоты и амплитуды ГП при различных мощностях СПП, ГП и БГШ, коэффициента частотной расстройки у = Кд Т / 2LT, где Кд; Т - полупериод ГП, 2LT - период ПСП СПП, Т - период тактовой частоты работы ПУ.

На рисунках с индексами а) показаны графики для нормированных значений оценок частоты и амплитуды ГП, на рисунках с индексом б) -дисперсии нормированных оценок частоты и амплитуды.

Анализ графиков рис. 4, 5 показывает, что точность оценки частоты и амплитуды ГП возрастает с ростом мощности ГП, а дисперсии их

оценок снижаются до значений близких к нулю. В целом точность оценивания частоты выше, чем амплитуды, вследствие того, что оценка амплитуды ГП в соответствии с формулой (3) производится на основе вычисленной оценки частоты, поэтому качество оценки частоты отражается на качестве оценивания амплитуды.

На рис. 6 приведены графики вероятностей распознавания р(т, пй) т-ичных комбинаций символов ПСП искомой СПП и соответствующие им потери помехоустойчивости I, характеризующие эффективность защиты адаптивного ПУ с НФ и СПИ с ШПС от ГП. Тонкими линиями выделены графики без мер защиты от действия ГП, толстыми - при компенсации ГП. Исходные данные при моделировании: т =7,

/а! = 6, 12, 18 дБ, у = 0.5, отношение сигнал -

шум рц = 0 дБ (рис. 6а, б), 6 дБ (рис. 6в, г).

Данные графики показывают, что к 5-му-10-му такту, исключая время поиска и оценки параметров ГП, начинается компенсация ГП, что способствует резкому росту вероятности р(т, Пи) и снижению потерь I .

р(т, Піі) т = 7, рд = 0 аА, у = 0.5

1 аА

т = 7, рд = 0 аА, у = 0.5

р(т,Па) т = 7, р2і = 6 аА, у = 0.5

1

0,1

0,01

Аас \

д^> з = 6 аА д = 12 аА

\

> т = 18 аА

0 20 40 60 80 100

в

I, аА 25

т = 7, рд = 6 аА, у = 0.5

20

15

10

5

0

зді = 18 аА

N 2 12 аА

/ ^ ЛІ / /

1 Д

1 і і і і 1 ! 1 1 | 1 1 1 1 | 1 1 1 1 | 1 1 1 1

, кд

20 40 60 80 100

г

Рис. 6. Изменение вероятности р(т, 7Тц ) и потерь I от числа тактов фильтрации £. при компенсации ГП

б

а

При соизмеримых мощностях ГП и БГШ

2 2 (= 6 дБ и /л = 6 дБ) в результате разрушающего действия БГШ на ГП и СПП эффективность устройства защиты от ГП и СПП существенно снижается. Во всех остальных случаях работа устройства защиты адаптивного ПУ с НФ от мощной ГП высокоэффективна - вероятность р(т, п и) значительно возрастает, а потери в помехоустойчивости от действия ГП за счет компенсации снижаются до 1-5 дБ.

Выводы

1. Разработан метод компенсации мощной ГП на основе обнаружения и измерения ее параметров, реализованный на адаптивном ПУ с НФ для быстрого обнаружения и распознавания СПП, что позволяет обеспечить компенсацию ГП за счет незначительного усложнения адаптивного ПУ с НФ.

2. Приведен анализ результатов исследования помехоустойчивости адаптивного ПУ с НФ для быстрого обнаружения и распознавания СПП с защитой от ГП, показавший, что для рассмотренных случаев действие мощных ГП без компенсации приводит к потерям до 12-21 дБ, а с применением компенсации мощной ГП потери в помехоустойчивости при обнаружении и распознавании СПП снижаются до 1-5 дБ.

3. Эффективность подавления ГП в адаптивном ПУ с НФ существенно зависит от мощности ГП и при соизмеримых мощностях ГП, СПП и БГШ становится незначительной.

4. Метод подавления мощных ГП наиболее эффективен при действии на входе ПУ с НФ одной ГП.

Список литературы

1. Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов модуляцией несущей псевдослучайной последовательностью / Под ред. В.И. Борисова. М.: Радио и связь, 2003. 640 с.

2. Прозоров Д.Е., Петров Е.П. Быстрый поиск шумоподобных сигналов / Под ред. Е.П. Петрова. ООО «О-краткое», 2006. 216 с.

3. Частиков А.В., Бабинцев В.В., Петров И.Е. Нелинейное приемное устройство для быстрого поиска бинарных ПСС // Управление и обработка информации: Сб. научн. тр. ВятГУ, 2000. Вып. № 4. С. 72-78.

4. Частиков А.В. Блок защиты от подобных помех // Цифровая обработка сигналов и ее применение: Сб. научн. тр. 4 Международной конф. М., 2002. С. 126-130.

5. Частиков А.В., Петров И.Е. Исследование воздействия узкополосных помех на адаптивное устройство поиска ПСП // «Наука - Производство -технология - экология (НАУКА-ПРОТЭК-98): Тезисы докл. регион. научной конф. Киров, 1998. Т. 1. С. 92-93.

A METHOD TO PROTECT DEVICES FOR FAST DETECTION AND RECOGNITION OF PSEUDO-NOISE SIGNALS FROM HARMONIC INTERFERENCES

E.P. Petrov, A. V. Chastikov, I.E. Petrov

Noise immunity has been studied of an adaptive receiver with a nonlinear filter synthesized for fast detection and recognition of pseudo-noise signals (PNS) built on recurrent pseudorandom maximum-period sequences. It has been shown that the presence at the receiver input of some PNS, different from the desired one, may be considered as signal-like interferences (SLI) whose suppression improves the desired PNS reception. A method has been proposed to suppress SLI under action of a powerful harmonic interference and the white Gaussian noise.

Keywords: pseudorandom sequences, pseudo-noise signals, adaptive nonlinear filtration, harmonic interferences.