CC BY
72
УДК 621.317.7
А. А. Шевченко, В.В. Гуреев, В. А. Пыльский, А. А. Львов
МЕТОД КОМПЕНСАЦИИ ОШИБКИ ИЗМЕРЕНИЯ СОПРОТИВЛЕНИЯ РЕЗИСТИВНЫХ ДАТЧИКОВ ТЕМПЕРАТУРЫ В ТОКОВОЙ ПЕТЛЕ
Описан метод компенсации ошибки измерения сопротивления резистивных датчиков температуры, включенных в токовую петлю, в условиях изменения коэффициента усиления измерительной схемы.
Мост Уитстона, токовая петля, датчик, аналого-цифровой преобразователь
A.A. Shevchenko, V.V. Gureev, V.A. Pylskiy, A.A. L’vov
THE METHOD FOR COMPENSATION OF MEASURING UNCERTANITIES OF TEMPERATURE RESISTIVE SENSORS INCLUDED IN A CURRENT LOOP
The method for compensation of measuring uncertainties of the temperature resistive sensors included in a current loop the gain of measuring circuit being non-stable is described.
The Wheatstone bridge, current loop, sensor, analog-to-digital converter
Топология петли постоянного тока разработана в последнее десятилетие прошлого века К. Андерсоном [1, 2]. Целью данной петли было устранение измерительных ошибок, возникающих из-за влияния длинных проводников, связывающих датчики с измерительным оборудованием [1-3]. В русскоязычной литературе термин «петля Андерсона» практически не упоминается, однако принципы токовой петли и отдельные ее элементы лежат в основе работы многих современных измерительных систем. Как оказалось, во многих приложениях токовая петля значительно превосходит классические схемные решения в виде моста Уитстона. С развитием цифровых технологий и полупроводниковой техники в целом токовая петля стала доминирующим техническим решением для обеспечения высокоточных измерений импеданса датчиков измерительных систем.
Как мост Уитстона, так и токовая петля Андерсона предназначены для измерения малых отклонений сопротивления AR или импеданса AZ от их абсолютных значений R и Z. Несмотря на то, что мост Уитстона многие годы оставался традиционным схемным решением для измерения сопротивлений тензометрических датчиков и резистивных датчиков температуры, ему присущи некоторые недостатки, которые можно устранить с помощью токовой петли с постоянным током. Проблема возникает уже тогда, когда речь идет об измерении сопротивления датчика, расположенного вдали от измерительного прибора (вторичного преобразователя), что, по сути, является стандартной ситуацией для большинства измерительных систем. Существенным недостатком мостовой измерительной схемы является влияние соединяющих проводников на результат измерения сопротивления датчика. Более того, значения сопротивлений данных проводников трудно контролировать из-за внешних условий, важнейшим из которых является температура окружающей среды. В некоторых приложениях необходимо соблюдение идентичности соединяющих проводников с точностью 0,2 мОм, что является трудновыполнимой задачей.
Для преодоления обозначенных трудностей применяется схема не с двухпроводным, а с четырехпроходным подключением измерительного прибора так, как показано на рис. 1. При такой схеме подключения образуется токовая петля, в которую включен как сам датчик, сопротивление которого R, так и эталонный резистор, сопротивление которого Rref. Измерительные
устройства подключаются непосредственно к самим резисторам. Если измерительные устройства обладают высоким входным сопротивлением, то через датчик и эталонный резистор протекает один и тот же электрический ток I. Предполагая, что R = Rref , разность показаний двух измерительных устройств определяется выражением: Vout = Vm - Vref = IAR . Достоинством данной
схемы является независимость показаний всего устройства от сопротивления соединяющих проводников. Тем не менее результат измерения сопротивления R оказывается зависимым не только от значения сопротивления Rref эталонного резистора, но и от значения тока возбуждения петли
I. Этот факт накладывает серьезные ограничения на стабильность тока возбуждения, который в силу различных причин (дрейфа температуры окружающей среды, старения электронных компонент и т.п.) может изменяться.
Г5
-Е2-
-EZ1-
Nout - 1 + AR/Rre
Рис. 1. Конфигурация токовой петли с использованием многоканального АЦП
Зависимость показаний измерительного устройства, подключенного к токовой петле, от тока возбуждения данной петли является следствием сравнения двух напряжений Vm и Vref путем нахождения их отношения Vm / Vref, что позволяет исключить влияние тока возбуждения на результат измерения сопротивления датчика. Такое сравнение возможно при использовании аналого-цифрового преобразователя (АЦП). Конфигурация токовой петли с использованием АЦП представлена на рис. 1. В данной конфигурации используется несколько входных каналов АЦП (в зависимости от числа подключаемых датчиков).
Отношение напряжений на датчике и эталонном резисторе Vm / Vref будет зависеть
только от сопротивления датчика и сопротивления эталонного резистора, если параметры измерительных каналов не меняются во время одного измерения.
Рассмотрим наиболее распространенный случай прецизионных измерений сопротивления с помощью токовой петли - измерение сопротивления эталонного термометра сопротивления. Предположим, что один отсчет (код) АЦП можно представить как
N, = N(ti ) + £, i = 0...m, (1)
где ^ - аддитивный гауссовский шум, ti - момент времени, в который происходит выборка.
Для уменьшения влияния случайного воздействия E,i на результат измерений после каждой
коммутации сигналов считывается несколько значений Ni для последующего сглаживания. В случае одного термометра и одного эталонного резистора получается два набора отсчетов: (Nm )i = Ni, i = 0,k, (Nm )i = N,, i = l...l + k .
Период одного измерения составляет tl + k, а между моментами времени tk и tl (tk < tl) происходит коммутация входных сигналов и предварительная подготовка АЦП. Традиционный метод вычисления сопротивления Rm состоит в нахождении отношения:
R = RrefNm/Nref , (2)
k ' k . .
где Nm = 1/(k +1)^ (Nm),, Nref = 1/(k +1)^(Nref), • Вычисление сопротивления термометра из (2)
i=0 i=0
возможно корректно только в том случае, если N(t,) = const во время одного измерения.
Предположим, что вследствие дрейфа параметров усилительного каскада N(ti ) медленно изменяется с течением времени так, что отсчеты АЦП при измерениях напряжений на эталонном резисторе и термометре можно представить в виде полиномов степени M:
N ref (t) —ao + Z ai (t - t0 У > t0 - t - tk ;
i—M
ao + Z a
i—1
~ i=M
Nm (t)- bo + Z bi (t - tl У • tl - t - t i—1
l+k •
Тогда сопротивление термометра на момент времени ї1 + к должно вычисляться из
т Ьі+к )
R — R
ref
N ref (tl+k У
(3)
(4)
(5)
то есть значение Nref экстраполируется на момент времени tt + k. Коэффициенты ai полинома оцениваются с помощью МНК по набору данных Nref (t,) при i = 0, k, коэффициенты b, полинома (8) - по набору данных Nm (ti) при i = l...l + k.
Эффективность предложенного метода проверялась на экспериментальном макете электронного прибора. Электронный прибор испытывался в двух режимах: измерение постоянного сопротивления датчика при постоянной температуре среды, измерение постоянного сопротивления датчика в условиях изменяющейся температуры среды. В режиме с изменяющейся температурой среды прибор сначала нагревался до температуры +50°C, а затем путем естественной конвекции охлаждался до комнатной температуры +25°C. Для аппроксимирующих полиномов (3), (4) выбиралась вторая степень.
Результаты эксперимента представлены на рис. 2 в виде вычисленных значений измеряемого сопротивления датчика. По оси абсцисс отложено время, нормированное на период одного цикла измерения (tt + k). Линия 2 соответствует режиму работы прибора при постоянной температуре среды (+25°C). Линия 3 является результатом вычисления сопротивления с помощью формулы (2) при изменяющейся температуре среды. Линия 1 является результатом вычисления сопротивления с помощью формулы (5) при изменяющейся температуре среды.
Полученные результаты эксперимента показали, что разработанный метод компенсации способен уменьшить динамическую ошибку измерения сопротивления датчика температуры в 16 раз. Использование данного метода позволяет значительно улучшить метрологические показатели измерительного прибора в условиях изменяющейся температуры окружающей среды. Данный метод может реализовываться в электронных приборах, производящих измерения сопротивлений датчиков температуры в полевых условиях.
ЛИТЕРАТУРА
1. Anderson K.F. The Constant Current Loop: A New Paradigm for Resistance Signal Conditioning / F.K. Anderson. NASA Technical Memorandum 104260. 1992.
2. Anderson K.F. Constant Current Loop Impedance Measuring System That Is Immune to the Effects of Parasitic Impedances / F.K. Anderson. U.S. Patent No. 5,371,469, December, 1994.
3. Anderson K.F. System for Improving Measurement Accuracy of Transducer by Measuring Transducer Temperature and Resistance Change Using Thermoelectric Voltages / F.K. Anderson, R. Allen. U.S. Patent No. 5,481,199, January, 1996.
Шевченко Андрей Алексеевич -
аспирант кафедры кафедры «Техническая кибернетика и информатика» Саратовского государственного технического университета
Гуреев Владимир Валерьевич -
кандидат технических наук, доцент кафедры «Техническая кибернетика и информатика» Саратовского государственного технического университета
80.595 S0.390 80.385 80.380 80.375 80.370 80.365 S0.360 80.355 80.350 80.345
' 1 ' 1 ' 1 ' 1 ' 1 ' 1 ' 1
_ \ 1 1
т*
1 \ 1 1 1
_ _ - X. -3- - - -
1 1 1 1
1 1 1 1
1 1 1 1 - - _
'-2- ^ - г -
г - -Ф- ~ ~Т*= -1-1-
‘ , 1 , 1 , 1 , 1 1 1 . i . I I '
(* т
Рис. 2. Значения измеряемого сопротивления: 1 - с коррекцией в условиях изменяющейся температуры среды; 2 - в условиях постоянной температуры среды; 3 - без коррекции в условиях изменяющейся температуры среды
Пыльский Виктор Александрович -
кандидат технических наук, доцент кафедры «Техническая кибернетика и информатика» Саратовского государственного технического университета.
Львов Алексей Арленович -
доктор технических наук, профессор кафедры «Техническая кибернетика и информатика» Саратовского государственного технического университета
Статья поступила в редакцию 25.09.09, принята к опубликованию 25.11.09
