Комбинационные продукты при нелинейном мультиплексировании квадратурных пар бинарных сигналов с произвольным разносом по частоте Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

===================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6

Теория сигналов

УДК 62-50:519.216

Ф. В. Игнатьев, В. П. Ипатов

Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ"

Комбинационные продукты при нелинейном мультиплексировании квадратурных пар бинарных сигналов с произвольным разносом по частоте

Получены аналитические оценки уровня полезных и комбинационных компонентов в составе группового сигнала, образованного нелинейным мультиплексированием двух квадратурных пар бинарных сигналов на общей несущей. Результаты проанализированы применительно к возможным вариантам уплотнения нескольких дальномерных сигналов в перспективном радиоинтерфейсе спутниковой навигации.

Дальномерные сигналы, кодовое разделение, комбинационные продукты, нелинейное уплотнение

В программах модернизации глобальных спутниковых навигационных систем (ГНСС) GPS и ГЛОНАСС приоритетные позиции принадлежат разработке и вводу в действие нового поколения радиоинтерфейсов, отличающихся улучшенными потенциальными характеристиками сигналов космических аппаратов (КА). Для системы GPS соответствующий проект перешел в практическую фазу в 2005 г. после запуска первого КА ряда Block IIR-M, излучающего новый гражданский сигнал в "нижнем" частотном диапазоне [1], а также новый сигнал военного назначения в обоих традиционных диапазонах L1 и L2 [2]. Следующим шагом в том же направлении явился запуск в 2010 г. спутника серии Block IIF, номенклатура сигналов которого была в процессе эксплуатации расширена за счет добавления гражданского сигнала нового аэронавигационного диапазона L5 [3]. Хотя насущность аналогичных мероприятий в отношении ГНСС ГЛОНАСС сомнению не подвергалась, их старт пришлось задержать на несколько лет в связи с общим кризисом системы в начале века. Тем не менее к настоящему моменту общая концепция совершенствования сигналов ГЛОНАСС на ближайшее десятилетие принята, и одним из ее основных тезисов является преемственное замещение морально устаревшего частотного разделения сигналов КА кодовым разделением [4].

Как известно [4], [5], ГНСС GPS и ГЛОНАСС относятся к числу систем двойного назначения, определенная доля ресурса которых принципиально адресована лишь строго ограниченному контингенту пользователей. В соответствии с этим каждый КА излучает два типа двоичных дальномерных кодов: общедоступный гражданский и специальный, навигационная привязка по которому строго санкционирована. Наряду с этим в последние годы оживленно дискутируется возможность определенной конвергенции систем ГЛОНАСС и GPS, в рамках которой в дополнение к сигналам "своего" диапазона (1592.9... 1610 МГц) КА ГЛОНАСС будут излучать и сигналы на несущей GPS (1575.42 МГц). Если на каждой из несущих излучается пара упомянутых дальномерных кодов, общее их число становится равным четырем. С

© Игнатьев Ф. В., Ипатов В. П., 2011

3

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6======================================

целью снижения нагрузки на КА было бы желательно использовать для излучения всех четырех кодов общий передающий тракт.

Для оптимизации энергоэффективности передатчика групповой сигнал, объединяющий все передаваемые компоненты, должен быть свободен от амплитудной модуляции. При линейном уплотнении пары двоичных компонентов это требование удовлетворяется без труда объединением их в квадратуре. С другой стороны, при линейном сложении четырех двоичных составляющих амплитудная модуляция суммарного сигнала неизбежна. Для ее устранения можно к суммарному сигналу прибавить выравнивающую компоненту, как это сделано в сигнале диапазона E5 ГНСС Galileo [6]. Указанная операция эквивалентна жесткому ограничению (клиппированию) амплитуды суммарного сигнала с сохранением фазы последнего. Подобное нелинейное мультиплексирование, устраняя амплитудную модуляцию группового сигнала, уводит часть его мощности в бесполезные комбинационные составляющие, которые к тому же загрязняют эфир. Общий подход к анализу такого рода эффектов при нелинейном объединении произвольного числа M-ичных сигналов предложен в [7]. В настоящей статье результаты [7] конкретизируются в приложении к сформулированной выше задаче мультиплексирования двух квадратурных пар двоичных сигналов с произвольным (включая нулевой) взаимным разносом по частоте.

Энергетические потери при нелинейном уплотнении. Пусть линейное объединение четырех бинарных последовательностей, текущие символы которых обозначены как а, ¿0, с0, d0 соответственно, в результирующую комплексную огибающую происходит по правилу

S it) = (a + Д)) exp [ уф (t)] + а (с0 + jd0 ) exp [- у'ф (t)], (1)

где ф(t) - текущая фаза с периодом (после редукции в интервал [0, 2п]) T; а - амплитудный множитель, учитывающий неравновесность уплотняемых компонент. Далее без потери общности можно считать а> 1. Амплитудное ограничение комплексной огибающей (1) преобразует ее к форме

Y (t) = exp [ j arg S (t)]. (2)

Модель (1), (2) охватывает, в частности, следующие практически интересные случаи:

1. Уплотнение сигналов без разнесения их на поднесущие, ф (t) = const.

2. Уплотнение на двух симметричных гармонических поднесущих, удаленных от несущей на частоты ± F, ф (t) = 2nFt.

3. Уплотнение на квазигармонических поднесущих типа модуляции AltBOC [6].

Полезный эффект на выходе приемника конкретной последовательности определится

корреляцией последней с групповым сигналом (2). Считая сигнальные последовательности случайными, для приемника, например, последовательности {а} корреляцию можно рассчитать как

1 t_

р = — j Y (t) a exp [ - j (t)] dt, (3)

T 0

где верхняя горизонтальная черта соответствует статистическому усреднению по случайным символам всех объединяемых последовательностей.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6

Если представить результирующий сигнал (1) как

S (t) = a exp [ уф (t )]{(l + jb ) + a (c + jd) exp [ - j 2ф (t)]}, где бинарные произведения ab0, ac0, ad0 для краткости обозначены как b, c, d соответственно, (2) примет вид Y(t) = a exp [ 'ф (t)] exp (j arg {l + jb + a (c + jd ) exp [ - j 2ф (t)]}), так что корреляция (3) принимает вид

T_

Р = - 1 exp (j arg I1 + jb + a (c + jd) exp [- j 2Ф(t)]})dt, (4)

1 0

где статистическое усреднение выполняется по бинарным символам b, c, d = ±1. Аналогичным образом для приемника, например, последовательности {c} полезный эффект оказыва-

ется равным

1 1-1-\

Pa = I jexp(jarg{(a + jb)exp[j2Ф(t)] + ai1 + jd)})dt.

1 A

(5)

Для вычисления математического ожидания комплексной экспоненты в (4) обратимся к рис. 1, где показаны слагаемые ее показателя на комплексной плоскости. Как следует из рисунка, проекции суммы

1 + jb + a (c + jd ) exp [- j 2ф (t)] на действительную и мнимую оси равны

х = 1 + ac cos [2ф (t)] + ad sin [2ф (t)] и y = b -ac sin [2ф (t)] + ad cos [2ф (t)] соответственно, так что косинус и синус аргумента суммы (6) у :

1 + ac cos [2ф (t)] + ad sin [2ф (t)]

(6)

cos у =

sin у =

+ a 2) + 2a (bd + c) cos [2ф (t)] - 2a (bc - d) sin [ 2ф (t)] b - ac sin [2ф (t)] + ad cos [2ф (t)] y¡2 (1 + a 2) + 2a (bd + c) cos [2ф (t)] - 2a (bc - d) sin [ 2ф (t)]

(7)

(8)

Im,

bi

Одна из сумм bd + с и Ьс -d обязательно обращается в нуль. Действительно, из бинар-ности символов следует, что bd = ±с. Если bd = -с, то bd + с = 0.

Тогда в силу равенства Ь (bd) = —Ьс, означающего, что Ьс = ^, получаем Ьс - d = -2d. В противоположном случае bd = с имеем Ь (bd) = Ьс, т. е. Ьс = d и Ьс - d = 0. В предположении, что случайные переменные Ь, с, d независимы и принимают значения ±1 с равной вероятностью, равенства bd = ±с имеют место с вероятностью 1/2, а значит, математические ожидания (7) и (8) определяются как

Рис. 1

1 Re

cosy =

1 + ac cos2ф (t) + ad sin2ф (t) + 1 + ac cos2ф (t) + ad sin2ф (t)

2^2(1 + a ) + 4ad sin2ф(t) I 2^/2(1 + a ) + 4ac cos2ф (t)

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6=

(9)

sin у =

-cd - ac sin 2ф (t) + ad cos 2ф (t)

+

cd -ac sin2ф (t) + ad cos2ф (t)

2^/2(1 + a ) + 4ac cos2ф(t)

(10)

2^/2(1 + а ) + 4ad Бш2ф (г) где усреднение теперь выполняется по независимым бинарным переменным с и d, равновероятно принимающим значения ±1. С учетом равенства вероятностей четырех комбинаций (++), (+-), (-+), (--) знаков с и d из (9) и (10) имеем

cos у = -

+

1 + a cos29 (t)

1 -a cos29 (t)

+ a ) + 4a cos29 (t) + a ) - 4a cos29 (t)

+

1 + a sin29 (t)

1 -a sin29 (t)

+ a ) + 4a sin29(t) № + a ) - 4a sin29 (t)

(11)

sin v|/ = -

+

-a sin29 (t)

a sin29 (t)

+ a ) + 4a cos29 (t) + a ) - 4a cos29 (t)

+

a cos29(t)

-a cos29(t)

+ a ) + 4a sin29 (t) 2(1 + a ) - 4a sin29 (t)

(12)

Прямая проверка (а также обращение к рис. 1) показывает, что функции cos у и sin у периодичны по аргументу ф (t) с периодом п/4. Поэтому достаточно их исследования на полуинтервале ф(t) е (0, п/4].

Аналогичные приведенным ранее выкладки дают для средних значений вещественной и мнимой частей комплексной экспоненты в (5) выражения

cosV a =

a + cos2ф (t)

+

a- cos2ф (t)

+

Д1 + a ) + 4a cos2ф (t) + a )-4acos2ф(t)

a + sln2ф (t) a- sin2ф (t)

+

№ + a ) + 4a sln2ф (t) + a ) - 4a sin2ф (t)

(13)

sinV a =■

+ -

sin

2ф (t)

- sln2ф (t)

+ a ) + 4a cos2ф (t) + a )-4acos2ф(t)

- cos2ф (t) cos2ф (t)

+

(14)

+ а ) + 4а Бш2ф (I) № + а ) - 4а Бш2ф (I) Утверждение о периодичности по аргументу ф (г) с периодом п/4 справедливо и для полученных выражений.

При принятом соглашении а > 1 величины ра и р характеризуют уровни сильных

(последовательности с, d в (1)) и слабых (а, Ь) полезных компонент группового сигнала (2) соответственно. Суммарный негативный эффект от присутствия в (2) комбинационных

1

4

1

4

1

4

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6

продуктов оценим отношением совокупной мощности последних 1 - 2 (р2 + ) к мощности слабой компоненты:

Y = [l - 2 (р2 +ра )]/р2. (15)

Равновесное уплотнение. Конкретизируем полученные результаты для а = 1, т. е. при равновесном объединении сигналов (интенсивности всех компонент одинаковы). При этом соотношение (13) совпадает с (11), а (14) противоположно (12), так что ра = р*. Более того, при а = 1 соотношения (11) и (12) упрощаются до вида

cos у = (18) 1 + cos29 (t) +y¡ 1 - cos29 (t) +,J 1 + sin29 (t) +y¡ 1 - sin29 (t) ] = = (18)\|cos ф (t) + sin ф (t^ + |cos ф (t) - sin ф (t^ + V2 (|cos ф (t^ + |sin ф (t)|)].

Поскольку для ф (t) e (0, п/4] имеет место тождество |cos ф + sin ф| + |cos ф- sin ф| = = 2cos ф, то

V2W2

cos у = _(V2 +1) cos ф (t) + sin ф (t)] ^ Подобным же образом из (12) следует

sin 1|/ =

1

sin

2ф (t)

sin

2ф (t)

cos

cos

П-Ф (t) 8

2ф (t)

Ф(t) е (0, я/4]. (16) cos2ф (t)

или

ф + ^2ф (t) -у/Т—cos2^(t) yfl + siñl^it)

V2W2 .

sin v|/ =

sin

п-ф (t)

Ф (t) e ( 0, V 4].

(17)

Проанализируем три возможных случая уплотнения сигналов.

Уплотнение четырех сигналов без поднесущих. В этой ситуации ф(t) = ф = const, т. е. взаимное расположение сигнальных векторов на рис. 1 жестко фиксировано и со временем не меняется. При этом подынтегральное выражение в (4) не зависит от t, и значит, (16) и (17) есть действительная и мнимая части искомой корреляции (4), абсолютное значение которой составляет

|р| = ^ (cos ф)2 + (sinp )2 = (V2W2 )/4 * 0.4619 (18)

и не зависит от углового разноса квадратурных пар сигналов 2ф. Поэтому разумно выбрать Ф обращающим мнимую часть корреляции р в нуль. На полуинтервале ф (t) е (0, п/4] таким значением оказывается ф = л/ 8, соответствующее симметричному сигнальному созвездию (рис. 2, где сплошные и штриховые стрелки отвечают символам последовательностей +1 и -1 соответственно). Результат инвариантен к выбору последовательности, с которой считается корреляция группового сигнала (2), поэтому полученное значение р сохранится и для остальных трех последовательностей. Это означает, что доля мощности сигнала (2), которая переходит в бесполезные комбинационные продукты, составит

8

4

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6======================================

b\ m id 1 -4|р|2 = (2-42)14 « 0.1464. Именно этой величинои измеряются

\ 1 / a энергетические потери за счет добавления выравнивающего сигнала

^ 8 к линейной сумме уплотняемых компонент в сигнале E5 Galileo.

^ ^ Re В рассмотренном случае для относительной интенсивности

^ j j ^ ^ комбинационного продукта по сравнению с полезным из (15) имеем

j ! ^ у = (1 - 4р2)/р2 = 4(3 - 2V2) « 0.6863

Рис. 2 или -1.63 дБ.

Уплотнение четырех сигналов на двух гармонических подне-сущих. В этом случае ф (t) = 2nFt, где F - сдвиг каждой из поднесущих относительно несущей. Так как (16) и (17) периодичны по ф (t) с периодом п/ 4, интегрирование в (4) достаточно выполнить на полуинтервале времени (0, T/ 8] (T = 1/ F). В итоге согласно (17) мнимая часть корреляции (4) окажется равной нулю, а действительная часть из (16):

8 T'f-л 4 п/,4-, V2

— J cos ydt = — J cos ydф=—.

T 0 n 0 n

В результате корреляция (4) оказывается действительной и равной р = л/2/ л» 0.4502, что соответствует доле полной мощности, затрачиваемой на комбинационные продукты

1 - 4р2 = 1 - 8/п2 « 0.1894.

Как видно, при "уводе" уплотняемых сигналов на гармонические поднесущие энергетиче-

ская доля бесполезных комбинационных составляющих группового сигнала (2) возрастает на 4.3 %. В итоге получаем отношение мощностей комбинационного продукта и полезной компоненты: у = (п2 - 8^2 « 0.9348 (-0.29 дБ), что примерно на 1.34 дБ превышает (19).

Уплотнение четырех сигналов на двух цифровых поднесущих. В диапазоне E5 Galileo две квадратурные пары сигналов уплотнены на двух поднесущих с кусочно-постоянной аппроксимацией гармонических функций cos2nFt и sin2nFt. Естественно назвать такой способ уплотнением на цифровых поднесущих, хотя в документах Galileo он фигурирует как модуляция AltBOC. Считая число интервалов постоянства фазы на периоде поднесущей

Т = 1/F равным восьми (как в Galileo), аппроксимируем линейно нарастающую фазу

Ф(t) = 2nFt (рис. 3). При этом на каждом из участков t/T е. (i/8, (i +1)/8], i = 0, 1, ..., 7 из-за постоянства фазы четыре сигнала уплотняются аналогично предыдущему случаю. В силу

периодичности функций cos у и sin у по ф с периодом п/4 на каждом из этих участков значение ф (t) следует иметь таким, чтобы остаток от его деления на п/ 4 был равен п/ 8, т. е. квантование фазы должно быть равномерным с начальным значением ф1 =п/8 и шагом

Ф2 -ф! =п/4 (рис. 3). При этом значение корреляции (4) определится равенством (18), а энергетическая доля бесполезных комбинационных компонент составит те же 14.64 %, что и при уплотнении без поднесущих. Именно этот вариант реализован в сигнале E5 Galileo.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6

Неравновесное уплотнение бинарных компонентов. В этом случае для вычисления энергетических потерь следует пользоваться общими соотношениями ((11) и (12) для нахождения вещественной и мнимой частей корреляции на выходе приемника слабой последовательности, (13) и (14) - на выходе приемника сильной, (15) для нахождения относительного уровня комбинационного члена). Ввиду относительно малого уровня потерь из всех рассмотренных вариантов поднесущих практический интерес представляют лишь цифровые, т. е. те, закон изменения фазы которых ф (t) аналогичен уплотнению на двух поднесущих (ф (t) = ф = const). Таким образом, имея в виду удержание мнимых частей (12) и (14) корреляций р и ра равными нулю, полагаем, как и прежде, ф = л/8. Зависимость доли мощности сигнала L, уходящей в бесполезные комбинационные продукты, от величины параметра а представлена на рис. 4. На рис. 5 приведена зависимость отношения комбинационного члена к мощности слабого сигнала (см. (15)).

На практике может возникнуть ситуация, когда одна из квадратурных пар окажется результатом временного уплотнения четырех сигналов. Тогда для выравнивания интенсивно-стей полезных составляющих группового сигнала потребуется неравновесное уплотнение с масштабированием одной из пар коэффициентом а = V2 (последовательности c, d в (1)). В этих условиях доля комбинационной составляющей (см. рис. 4) равна 11.5 %, что существенно ниже, чем при равновесном уплотнении компонентов. Однако при а = V2 имеем

Y = 0.59 дБ, т. е. мощность комбинационного члена уже превосходит мощность слабого сигнала. Отношение выходных мощностей полезных сильного и слабого сигналов после выполнения амплитудного ограничения (2) составит 3.427, тогда как с практической точки зрения интересен случай удержания этого отношения равным двум. В этом случае а» 1.21,

Y = -0.28 дБ, а доля комбинационной составляющей L = 13.57 %.

При увеличении параметра а полезный отклик на выходе приемника "сильных" последовательностей ра будет монотонно возрастать, стремясь к пределу 1/V2 (см. (13) и (14)), в

Ф(t)i 2л-ф1 2л-ф2 Я + Ф2 П + Ф1

П-Ф1

П-Ф2

18 14 3/8 1/2 5/8 3/4 7/8 t/T Рис. 3

0

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6======================================

то время как корреляция на выходе приемника "слабых" сигналов р будет стремиться к нулю (см. (11) и (12)). Таким образом, в силу нелинейности операции амплитудного ограничения, лежащей в основе уплотнения бинарных компонентов, в результирующем сигнале будет происходить подавление "слабого" сигнала "сильным".

В радиоинтерфейсе ГНСС нового поколения, возможно, потребуется формирование группового сигнала, объединяющего две квадратурные пары разнесенных по частоте бинарных последовательностей, свободного от амплитудной модуляции. Одним из способов решения подобной задачи является нелинейное мультиплексирование, сводящееся к линейному сложению объединяемых сигналов с последующей амплитудной нормировкой. Полученные в настоящей статье соотношения позволяют оценить уровни полезных и комбинационных составляющих в групповом сигнале названного вида. В частности, равновесное уплотнение квадратурных пар сопровождается появлением комбинационного продукта, суммарная мощность которого ниже мощности полезного сигнала не менее чем на 1.63 дБ. При этом наилучший вариант объединения спектрально-разнесенных квадратурных пар, гарантирующий достижение указанной границы, состоит в применении цифровых поднесущих, подобных тем, которые использованы в формате модуляции сигналов Е5 проекта Galileo.

Отметим, что если бы в суммарном сигнале (1) амплитудное ограничение отсутствовало, то согласно теории оптимального приема в качестве опор корреляторов компонентных приемников следовало бы использовать комплексно-сопряженные копии объединяемых компонент, как это принято в (4) и (5). В то же время в силу нелинейности операции объединения (2) оптимальная опора коррелятора может отличаться от exp [ ± уф (t)]. Конкретизировать ее форму предполагается в дальнейшем.

При неравновесном уплотнении бинарных сигналов доля мощности комбинационной составляющей (см. рис. 4) может оказаться сколь угодно близкой к нулю. Однако получение такого результата будет сопровождаться возрастанием уровня суммарного комбинационного продукта относительно мощности слабого сигнала у в пределе до 3 дБ. Как показано ранее, в ситуациях, когда одна из квадратурных пар является продуктом временного мультиплексирования четырех сигналов, при желании иметь одинаковыми мощности всех шести мультиплексируемых компонент в групповом сигнале (2) (а« 1.21) относительная интенсивность комбинационного продукта составит у = 0.93, что на 1.35 дБ выше, чем при равновесном объединении бинарных компонентов.

Список литературы

1. Cheung W., Stansell T., Fontana R. The modernized L2 civil signal // GPS World. 2001. Vol. 12, № 3. P. 28-34.

2. Overview of the GPS M code signal / B. C. Barker, J. W. Betz, J. E. Clark et al. // Proc. of the 2000 National technical meeting of the Institute of navigation, Anaheim, CA, January 2000. P. 542-549.

3. Signal specification for the future GPS civil signal at L5 / A. J. van Dierendonk, C. Hegarty, W. Scales et al. // Proc. of IAIN World congress, ION 2000 annual meeting, San-Diego, CA, June 26-28, 2000. P. 232-241.

4. ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования / Под. ред. А. И. Перова и В. Н. Харисова. М.: Радиотехника, 2005. 687 с.

5. Сетевые спутниковые радионавигационные системы / Под ред. В. С. Шебшаевича. 2-е изд. М.: Радио и связь, 1993. 414 с.

6. Galileo open service. Signal in space interface control document. Draft 0 / European Space Agency. Noordwijk, Netherlands, 2006. 192 p.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 6

7. Базаров И. Ю., Ипатов В. П., Самойлов И. М. Анализ интерференционных эффектов при нелинейной обработке суперпозиции шумоподобных сигналов // Радиотехника и электроника. 1997. Т. 42, № 5. С. 612-616.

8. Ярлыков М. С. Комплексные меандровые псевдослучайные последовательности и AltBOC-модуляция в спутниковых радионавигационных системах нового поколения // Радиотехника и электроника. 2011. Т. 56, № 2. С. 191-202.

F. V. Ignatiev, V. P. Ipatov

Saint-Petersburg state electrotechnical university "LETI"

Intermodulation products under nonlinear multiplexing of binary quadrature pairs with an arbitrary frequency separation

Theoretical estimates are derived of the useful and intermodulation components of the group signal produced by nonlinear multiplexing of two quadrature pairs of binary sequences on a common carrier. Numerical examples given deal with likely option of multiplexing of several signals in a next generation satellite navigation air interface.

Ranging signal, CDMA, intermodulation products, nonlinear multiplexing

Статья поступила в редакцию 18 мая 2011 г.

УДК 621.396.969.11

Д. В. Гайворонский, Е. С. Коробко

Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет

"ЛЭТИ"

Варианты дополнения нового поколения радиоинтерфейса системы ГЛОНАСС сигнатурными ансамблями с кодовым разделением*

Систематизированы показатели качества сигнатурных ансамблей для будущего радиоинтерфейса CDMA системы ГЛОНАСС. Предложены варианты ансамблей, привлекательные как по метрическим характеристикам, так и по технологической простоте для сценария жесткой априорной фиксации длины дальномерных кодов.

Спутниковые радионавигационные системы, GPS, ГЛОНАСС, ансамбль Голда, ансамбль Касами, ансамбль Кердока, разделение сигналов, помеха множественного доступа

Важнейшим направлением эволюционного развития глобальных навигационных спутниковых систем (ГНСС) GPS и ГЛОНАСС является модернизация пользовательского интерфейса, состоящая, в частности, в пополнении номенклатуры сигналов, передаваемых с борта космических аппаратов (КА). Необходимость мероприятий подобного рода диктуется расширением сферы приложений ГНСС с охватом ею многих задач, предъявляющих особые требования к точности, целостности и надежности координатно-временной поддержки. Вывод общедоступного пользовательского интерфейса на уровень этих требований предполагает включение в него новых сигналов, манипулированных псевдослучайными дальномерными кодами существенно большей длины, чем предусмотренные первоначальными спецификациями GPS и ГЛОНАСС. Проекты обновления радиоинтерфейса первой из названных систем были инициированы на рубеже текущего столетия и перешли в практическую плоскость в 2005 г. с запуском КА поколе -

* Работа выполнена при поддержке Министерства образования и науки РФ в рамках ФЦП "Научные и научно-педагогические кадры инновационной России на 2009-2013 годы" (государственный контракт № П1033 от 27.05.2010).

© Гайворонский Д. В., Коробко Е. С., 2011 11