CC BY
23
РАДЮЕЛЕКТРОН1КА
правки на 8ВЗ , общая погрешность измерений (при условии равновероятного распределения ее составляющих и отсутствии дополнительных погрешностей от температуры, электромагнитных помех и т.п.) составит:
8„,
щ=
02
ообщ- ^8вЗ + 8Эв = ±9, 4% (Р=0,95), где 8 эв - погрешность ЭВ на заданной частоте (рис. 1).
Таким образом, при синусоидальном входном сигнале задача оценки погрешности измерений в конкретных условиях применения ЭВ по существующим МХ решается однозначно. Однако, одним из достоинств ЭВ ДН является то, что они предназначены для измерений напряжения сигналов с произвольной формой сигнала. Как в этом случае оценить погрешность измерений по имеющимся МХ?
Можно показать, что погрешность, обусловленная линейными (частотными) искажениями входного спектрально насыщенного сигнала при 8< 10% описывается выражением
I |р(nЩ1 )|2 ■ [|kbxO<BI)|2 ■ \K3B(jn^i)|2 - 1]
сл_ n = 1
8W1
(6)
2 I р(jnЮ1 )|2
п - 1
где |5(/пЮ1)| - модуль дискретного спектра периодического сигнала; |К (¡п Ю1)| - модуль комплексных коэффициентов передачи соединительного тракта и маштабно-преобразовательного тракта ЭВ. Анализ данного выражения приводит к следующим выводам.
Во-первых, погрешность измерений, обусловленная линейными искажениями входного спектрально насыщенного сигнала, не может быть определена раздельной оценкой ее составляющих, обусловленных параметрами входной цепи ЭВ и неравномерностью АЧХ ЭВ,и их дальнейшим суммированием, как это имеет место для синусоидального сигнала в соответствии с выражением (2), поскольку произведение коэффициентов передач Квх и Кэв входит под знак суммы всех гармонических составляющих спектра.
Во-вторых, оценка погрешности по выражению (6), с одной стороны, требует знания дискретного спектра входного сигнала, а, с другой стороны, требует применения ЭВМ, значительных затрат времени, и под силу не каждому пользователю ЭВ.
В-третьих, если верхняя граница рабочей области частот ЭВ превышает 3-5 МГц, необходимо учитывать распределённый характер соединительного кабеля ЭВ, что
значительно усложняет выражение для |Квх(/ю)| и оценку погрешности [4].
Поэтому представляется целесообразным нормы на погрешность ЭВ при измерениях сигналов любых форм устанавливать в виде поля допускаемых значений (граничных функций влияния) в области одновременного изменения влияющих параметров F и Ивых. Подобный подход соответствует п. 3.8 и п. 3.10 ГОСТ 8.009-84 [1].
Оценка погрешности измерений при наличии таких норм предельно упрощается: зная F и Ивых потребитель ЭВ по граничным функциям влияния оценивает погрешность 8 . и 8 . , их среднее арифметическое
1р1шах 1р1ш1п
учитывает в виде поправки к показаниям ЭВ, а пределы отклонений погрешности от среднего арифметического дают случайную составляющую погрешности по множеству форм входных сигналов.
Строгое решение задачи по выбору форм сигналов, которые бы при прочих одинаковых параметрах - действующем напряжении ид, частоте повторения F и коэффициенте амплитуды Ка - вызывали бы наибольшее и наименьшее значения погрешности, представляет собой отдельную задачу. Однако, исходя из общих соображений, высказанных ранее в [4], можно предположить, что в верхней части рабочей области частот ЭВ граничные функции влияния будут соответствовать периодическим сигналам таких форм, у которых часть спектра, выходящая за верхнюю границу полосы пропускания ЭВ, убывает с ростом частот гармоник наиболее медленно и наиболее быстро. Этим условиям удовлетворяют сигналы прямоугольной формы и радиоимпульсные сигналы с синусоидальным заполнением [5, 6].
При реализации данного подхода следует, однако, учитывать то, что, при измерениях напряжения сигналов с большим значением Ка, ЭВ необходимо рассматривать как систему распределенных нелинейно-инерционных звеньев. Для такой системы погрешность измерений нельзя определить как сумму погрешностей, обусловленных линейными и нелинейными искажениями входного сигнала и определенных раздельным испытанием ЭВ по каждому фактору (F и Ka). Поэтому, например, фирма Fluke нормы на погрешность ЭВ типа 8840А установила в виде таблицы по двухфакторной области значений Ка и F.
На рис. 6... 8 представлены результаты экспериментального определения погрешности ЭВ типа В3-57 в трехмерном пространстве с использованием двухполяр-ных сигналов симметричной прямоугольной формы
(—' '——' '—). Анализ данных результатов подтверждает тезис о взаимном влиянии F, Ка и Ивых на погрешность измерений.
30
"Радюелектрошка, ¡нформатика, управлшня" № 1, 1999
А. А. Петрищев: К ВЫБОРУ НОРМИРУЕМЫХ МЕТРОЛОГИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ВОЛЬТМЕТРОВ ДЕЙСТВУЮЩЕГО НАПРЯЖЕНИЯ
Рисунок 6 - Функция частоты повторения сигналов на показания вольтметра В3-57 при различных значениях К (= 50 Ом, эксперимент)
а пЫл *
Рисунок 7 - Функция влияния коэффициента амплитуды сигналов на показания вольтметра В3-5 7 при различных значениях частоты сигналов (= 50 Ом,
Рисунок 8 - Функция влияния выходного сопротивления источника сигналов на показания вольтемтра В3-57 при различных значениях Ка ([ = 100 кГц, эксперимент)
Таким образом, поскольку в диапазоне изменений неинформативных параметров спектрально насыщенных сигналов проявляется взаимосвязь между Б и Ка и Б и Ивых в их совместном влиянии на погрешность ЭВ, решение задачи по оценке погрешности измерений напряжения достигается только при нормировании граничных функций одновременного влияния всех трех параметров - Б, Ка и Ивых на погрешность ЭВ.
Для уменьшения объема испытаний ЭВ при определении погрешности в рабочих областях значений Б, Ка, Ивых могут быть использованы методы теории планирования эксперимента, а граничные функции влияния при этом могут быть выражены в виде рациональных функций второго порядка вида [7]:
8гр = а0 + а1 Ка + «2Р + а3Квых + а12КаЕ + + а13КАых + а23™вых + а11к2 + а22р2 + а33^2ых, где а{, а^, аи - постоянные величины, с дальнейшей
табличной, графической или упрощенной аналитической интерпретацией.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Нормирование и использование метрологических характеристик средств измерений. Нормативно-технические документы. -М.: Стандарты, 1988, - 152с.
2. Вольтметр ВКЗ-64. Технические условия. - Таллин, 1988.
3. Волгин Л.И. Поверка электронных вольтметров на допустимое значение коэффициента амплитуды или усреднения // Измерительная техника. - 1970. - №3. - с. 65-66.
4. Петрищев A.A. Колосов В.И. Об оценке погрешности рассогласования при измерениях напряжения сигналов сложных форм // Повышение конкурентоспособности радиоэлектронной аппаратуры: Опыт, результаты, проблемы: Сб. статей / Под ред. Л.И. Волгина. - Таллин: Валгус, 1988. - Вып. 5. - с. 66-73.
5. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Радио и связь, 1986. - 512с.
6. Сидоров В.А. Методы оценки погрешности от формы кривой при измерении среднеквадратического и средневыпрямлен-ного значений переменных напряжений // Методы и средства измерения, преобразования и обработки информации. -Таллин: АН ЭССР, 1987. - с. 67-78.
7. Дубровин В.И., Колосов В.И., Петрищев A.A., Салимонова Н.П. Применение теории планирования эксперимента при проведении испытаний вольтметров СКН // Теория и проектирование электронных вольтметров и средств их проверки: Тез. докл. первой секции респ. научн. - техн. конф. "применение микропроцессоров в народном хозяйстве" - Таллин: НТО-РЭС им. А.С. Попова, 1988. - с. 50-51.
Надшшла 13.05.98
РАДЮЕЛЕКТРОШКА
УДК 621.314.13
АНАЛ13 ТА ПРИНЦИПИ ПОБУДОВИ ТРАНЗИСТОРНИХ IHBEPTOPIB 1НВАР1АНТНИХ ПЕРЕТВ0РЮВАЧ1В ЕЛЕКТР0ЕНЕРГ11
В. С. Смирнов, В. М. Терновий
В работе разработан метод анализа транзисторных инверторов инвариантных преобразователей электроэнергии с трапецеидальной формой выходного напряжения.
В робот1 розроблений метод анал1зу транзисторних тверто-р1в твар1антних перетворювач1в електроенерги з трапецогд-ною формою вих1дног напруги.
This work deals with the method of analysis transistor invertors of invariant transformers of electrical energy.
Розвиток сучасних технолопчних процеав постшно потребуе створення спещальних тишв джерел вторинно-го електроживлення, в тому числ1 швар1антних нашв-пров1дникових перетворювач1в. Останшм часом найбыь-ше росповсюдження отримали транзисторы! швертори напруги, швертори струму, резонансш та кваз!резонанс-ш швертори. Проте, використання цих джерел мае щлу низку значних обмежень, пов'язаних з принципом Тх функцшвання. Так, наприклад, швертор напруги стае непрацездатним в режимах, котр! близью до режиму короткого замикання, як! сприймаються швертором як авар!я. В1домо також, що у швертора струму, здатного працювати на коротке замикання, форма вих!дноТ напруги змшюеться в залежност в!д струму навантаження. Це суттево звужуе царину його використання. Широке впровадження резонансних швертор1в стримуеться тим, що режим Тх функц!ювання сильно залежить в!д пара-метр!в навантаження, змшення яких може призвести не тыьки до попршення параметр!в вихiдыоТ напруги, а й до значних змш режим!в роботи елемент!в схеми та ш-вертора в щлому. Застосування р!зних схемотехшчних вар!ант!в, нащлених на зменшення впливу зазначених недолтв, повною м!рою не вилучае останш, проте спричиняе нов! та призводить до значного ускладнення схеми. Наприклад, використання в швертор! напруги тиристорно-транзисторних ключ!в шдвищуе навантажу-вальну спроможшсть, але не дозволяе такому швертору
працювати на коротке замикання. Шдключення шдук-тивно-емшсного перетворювача в д1агональ змшного струму швертора дае можлив1сть працювати в режимах короткого замикання, але режим неробочого ходу в такому випадку буде сприйнятий як коротке замикання, бо шдуктивно-емшсний перетворювач стае посл1довним ре-зонансним контуром. У зв'язку з уам наведеним най-быьш перспективним е використання швертора з трапе-цоУдною формою вих1дно'1 напруги, в якому повинно за-безпечуватись формування безпечно!' траекторп пере-ключення силового транзистора в широких межах змши навантаження.
На рис.1 представлений швертор напруги трапецоУд-но*1 форми, що виконаний по нашвмостовш схем1 на силових транзисторах УТ1 та УТ2,
Рисунок 1
зашунтованих зворотними дюдами VD1 та VD2, з трансформаторним виходом. Конденсатори C1 , C2 та
шдуктившсть L^ виконують функцш комутування. Ре-
гулювання момен^в в!дкриття та закриття силових тран-зистор!в здшснюеться за допомогою системи керування (СК). Для отримання шформацп про струми наванта-ження в д!агональ зм!нного струму !нвертора посл!довно
32
"Радюелектрошка, шформатика, управлшня" № 1, 1999
В. С. Смирнов, В. М. Терновый: АНАЛ13 ТА ПРИНЦИПИ ПОБУДОВИ ТРАНЗИСТОРНИХ 1НВЕРТОР1В 1НВАР1АНТНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧ1В ЕЛЕКТРОЕНЕРГ11
з комутуючим дроселем та первинною обмоткою вихщ-ного трансформатора ТУ вв1мкнутий давач струму на-вантаження (ДСН), сигнал з якого через шдсилювач зворотного зв'язку (ПЗЗ) надходить до СК. Система ке-рування в залежност в1д величини струму навантаження здшснюе регулювання затримки часового положення пе-реднього фронту вщкриваючого сигналу на пром1жку швперюда напруги. Так, при неробочому ход1 та малому струм1 в кол1 навантаження, коли перезаряд комутуючих конденсатор1в чиниться впродовж тривалого часу, за-тримка вщкриваючого сигналу максимальна 1 майже дор1внюе тривалост швперюда вих1дно! напруги. В режим1 короткого замикання комутуюч1 конденсатори швидко перезаряджаються т1льки через шдуктившсть комутуючого дроселя Ь^. При цьому затримка моменту
вимкнення силового транзистора стае м1шмальною. Завдяки такому принципу дп, вмикання силових транзи-стор1в завжди чиниться при нульових, а вимикання -при малих значеннях напруги на них, що значно змен-шуе динам1чш втрати та забезпечуе формування безпеч-но! траекторп !х перемикання. Кр1м того, такий швертор мае високу електромагштну сум1сшсть за рахунок малих перешкод при перемиканш комутуючих елемент1в. При наявност в д1агонал1 змшного струму швертора вихщно-го трансформатора анал1з електромагштних процешв суттево ускладнюеться. Процес перезаряду комутуючих конденсатор1в проходить у схем1 другого порядку. Зве-дена схема зам1щення трансформатора з одшею вих1д-ною обмоткою мае вигляд, який показано на рис.2. Точками а 1 Ь позначене м1сце шдключення швертора, праворуч в1д точок с та Ь показано власне схему замщення зведеного трансформатора, де Як 1 -активний ошр та шдуктившсть комутуючого дроселя, Я1 , ^2 - активш опори первинно! та вторинно! обмоток
трансформатора, Ь^ , Ь^ - шдуктивност розс1яння цих
обмоток; М - взаемна шдуктившсть двох обмоток; Ян -
активний ошр навантаження швертора; п - коефщент трансформацп.
Ь , = Ь - пМ, Ь 2 = Ь2-М, М = К ¡Г7Г2 , п = — ,
s1 1 > s2 2 ' л/ 1 2'
де в свою чергу ^ - власна шдуктившсть первинно! обмотки; Ь 2 - власна шдуктившсть вторинно! обмотки; К - коеф1щент магштного зв'язку обмоток; ^ , -
числа витюв обмоток трансформатора. Трансформатор вважаемо лшшним, що не мае магштних втрат. Також будемо вважати вщсутшми шдуктившсть розс1яння вторинно! обмотки та и активний ошр, оскшьки здебшьшого трансформатор вторинних джерел е по-нижуючим 1 мае мал1 втрати у вихщнш обмотщ. 1ндук-тившсть розс1яння первинно! обмотки та й активний ошр можна об'еднати з вщповщними параметрами комутуючого дроселя, таким чином маемо схему (рис.3), де
Як 1 = Як + Я1 > Ч1 = Ч + 1 > Ьм = пМ, Ян' = ПV
Перехщш процеси в цш схем1 мають другий порядок, а при шдключенш комутуючого конденсатора - третш. При ддачш функцп вх1дно! напруги у форм1 трапецп анал1з перехщних процес1в стае дуже складним.
У зв'язку з цим пропонуеться використовувати одно-контурну схему зам1щення трансформатора, яка дае мо-жлив1сть знизити порядок схеми для процесу перезаряду конденсатор1в до другого, а для процесу вимкнення транзистора - до першого. В цьому випадку паралельне з'еднання Ьм та Ян' перетворюеться на послщовне, як
це зображено на рис.4, де
2
Я вн =
2
юрМ
Я
Ян + <Ь2
Т1" Я н ;
Ьвн =
2 2 2 ян+Ь2
• пМ;
р
кругова робоча частота.
Рисунок 2
Обчислення цих величин здшснюеться вщповщно до вираз1в :
