CC BY
22
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
IZBOR METODA SINHRONIZACIJE SIGNALA U SOFTVERSKOM GPS PRIJEMNIKU
Sokolović S. Vlada, Vojna akademija, Katedra logistike, Beograd,
Oklopdžija N. Milan, Institut „Mihajlo Pupin", Beograd, Marković B. Goran, Elektrotehnički fakultet Univerziteta u Beogradu, Katedra telekomunikacija, Beograd
UDK: 007:528.28]:004
Sažetak:
U radu su prikazani kritička analiza toka obrade signala u softverski realizovanom GPS prijemniku i kritičko poređenje različitih arhitektura za obradu signala u okviru GPS prijemnika. Najpre je prikazan model softver-skog prijemnika. Na osnovu prikazanog modela realizovan je prijemnik u programskom paketu MATLAB u kome su izvršene simulacije obrade signala. Cilj rada je da pokaže prednosti i nedostatke pojedinih metoda sinhro-nizacije signala u prijemniku, i predloži prihvatljivo rešenje za moguću im-plementaciju. Celokupna obrada signala izvršena je na signalu L1 i podaci-ma prikupljenim pomoću ulaznog kola SE4110. Akvizicija signala realizova-na je metodom ciklične konvolucije. Radi uporednog prikaza karakteristika pojedinih metoda sinhronizacije (praćenje) signala, prikazani su modeli ealrli-late DLL (Delay Lock Loop), TDL (Tau Dither Loop) i Costas-ove PLL (Phase Lock Loop) petlji praćenja sinhronizacije signala. Na osnovu izvrše-ne analize i prikupljenih podataka, predložen je najprihvatljiviji metod praće-nja signala za implementaciju u softverskom GPS prijemniku. Takođe, pri-kazan je uticaj pojedinih parametara petlji praćenja na sinhronizaciju signa-la. Nakon izdvajanja bita navigacionih podataka predložen je i NDA (Non-data-aided) algoritam za dodatnu sinhronizaciju detektovanih bita s ciljem njihove pravilne detekcije i bržeg pozicioniranja prijemnika.
Ključne reči: GPS, softverski prijemnik, praćenje signala, sinhronizacija bita, DLL, TDL, PLL.
Uvod
Razvoj prvih GPS (Global Positioning System) prijemnika zasni-vao se na analognoj tehnologiji prijema i obrade signala. Savre-mena tehnologija omogućila je razvoj brzih mikroprocesora, što je pozitiv-no uticalo i na razvoj tehnologije izrade GPS prijemnika.
sokosv@yahoo.com
C9D
Povećanje fleksibilnosti i smanjenje cene GPS uređaja za komerci-jalnu upotrebu, uključujući i mobilne uređaje, moguće je ostvariti prime-nom tehnologije softverskog radija (SDR, Software Defined Radio). Pri-menom SDR ostvaruje se mogućnost zamene pojedinih hardverskih komponenti u GPS prijemniku.
Obrada signala u okviru SDR realizuje se pomoću programabilnih DSP (Digital Signal Processing) ili FPGA (Field Programmable Gate Array) kola, što omogućava jednostavnu promenu algoritama digitalne ob-rade signala i jednostavnu promenu parametara prijemnika.
Osnovni cilj ovog rada je da se analizira sinhronizacija signala u softverski realizovanom GPS prijemniku. Na osnovu analize različitih me-toda praćenja sinhronizacije, dobijeni rezultata su poređeni a predložen je i najprihvatljiviji metod za implementaciju u softverskom GPS prijemniku. Takođe, predložen je i algoritam dodatne sinhronizacije bita navigaci-one poruke s ciljem što pravilnije detekcije bita.
Analiza postupaka praćenja sinhronizacije signala izvršena je prime-nom stacionarnog prijemnika na signalu L1. Softverski GPS prijemnik, korišćen u ovom radu, realizovan je primenom programskog paketa MA-TLAB, u kome je i simuliran tok obrade signala. Signal sa satelita pri-mljen je pomoću ulaznog kola SE4110, sa baferom veličine 600 Mb.
Model softverskog GPS prijemnika
Blok šema softverskog GPS prijemnika prikazana je na slici 1.
Prijemnik je realizovan kroz dva osnovna bloka. Blok u kome se ob-rađuje analogni signal i blok u kome se obrađuje digitalni signal. Prvi blok realizuje se fizički i služi za prihvat signala sa satelita, filtriranje, spušta-nje signala na MF i konverziju u digitalni oblik. U drugom bloku vrši se akvizicija GPS signala, praćenje sinhronizacije, detekcija, dekodiranje i proračun pozicije prijemnika. Drugi blok realizuje se softverski. U radu je korišćeno ulazno kolo SE4110, izrađeno u ASIC tehnologiji, pomoću ko-ga su prikupljeni podaci za obradu.
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Nakon ulaznog kola, gde se signal digitalizuje, sledi softverska obrada signala. Blok šema softverskog dela prijemnika prikazana je na slici 2.
Slika 2 - Blok šema obrade signala u softverskom delu prijemnika Figure 2 - Block diagram of the signal processing software in the receiver
Radi detekcije navigacionih podataka prijemnik mora najpre da obez-bedi detekciju prisustva GPS signala. Kada se ustanovi prisustvo signala procesom akvizicije neophodno je odrediti učestanost nosioca i Doppler-ovu učestanost (fd), kao parametre neophodne za dalji proces obrade signala. Promenljiva vrednost učestanosti nosioca posledica je kretanja prijemnika i satelita. Brzina kretanja satelita iznosi oko 929 m/s i glavni je uzročnik nastajanja Doppler-ovog pomeranja učestanosti nosioca. [1]
Na osnovu prethodne jednačine za stacionarne prijemnike opseg pretraživanja fd uzima se u granicama ±5 kHz. Ukoliko se prijemnik nalazi na avionu tada se opseg pretraživanja kreće u granicama ±10 kHz jer br-zina kretanja aviona ima znatan uticaj na učestanost signala. Na ulaz bloka akvizicije dovodi se signal nakon A/D konverzije u ulaznom kolu, na MF učestanosti, pri čemu u sebi sadrži signale sa više satelita. Svi ti signali modulisani su različitim C/A kodom pri čemu je početak svakog bloka C/A koda različit, kao i fd nosioca u svakom od signala. Zadatak bloka akvizicije jeste da prepozna signal sa svakog od satelita, odredi po-četak sekvence C/A koda, utvrdi učestanost nosioca i fazu C/A koda.
Demodulacijom signala nastaje BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulisan signal kome je relativno lako odrediti učestanost. Ova dva po-datka, učestanost i početak sekvence C/A koda, prosleđuju se u blok sin-hronizacije signala kao početni elementi podešavanja kola sinhronizacije.
Osnovne karakteristike GPS signala
Satelit emituje GPS signal na dve učestanosti, L1(1575.42 MHz) i L2 (1227.6 MHz), od kojih je učestanost L1 primarna, a učestanost L2 sekun-darna, korišćenjem CDMA (Code Division Multiple Access). Signali L1 i L2 modulisani su signalima proširenog spektra, koga čine jedinstvena pseudoslučajna PRN (PseudoRandom Noise) [1] sekvenca i navigaciona
poruka. Na taj način, primenom CDMA tehnike (tehnika izdvajanja signa-la sa kodnom raspodelom), moguće je izdvojiti i detektovati signal sa od-govarajućeg satelita. U toku praćenja jednog signala, sa satelita koji se nalazi u vidnom polju GPS prijemnika, pomoću CDMA tehnike, GPS pri-jemnik generiše PRN sekvencu satelita koji se prati, uzimajući u obzir Doppler-ov efekat [1], [3].
Učestanost L1 modulisana je pomoću dva PRN koda: prosti/akvizicij-ski C/A (Coarse/Acquisition) kod i precizni kod P-kod (Precision code). C/A kod namenjen je za početnu akviziciju signala i omogućava grubo određi-vanje pozicije GPS prijemnika. Precizni kod rezervisan je za institucije vla-de SAD. Pored navedenih PRN kodova, modulacija signala L1, vrši se i sa podacima koji predstavljaju navigacionu poruku.
Akvizicija GPS signala
Digitalnom signalu koji se dovodi u softverski deo prijemnika iz ula-znog kola, najpre treba odrediti osnovne parametre, učestanost, i fazu koda. Ovi parametri predstavljaju inicijalne elemente petlji praćenja sin-hronizacije signala. Početna sinhronizacija signala u ovom radu izvršena je metodom ciklične konvolucije.
Praćenje sinhronizacije GPS signala
Proces praćenja sinhronizacije signala sledi nakon inicijalne sinhronizacije, odnosno akvizicije signala. U toku praćenja teži se smanjenju fa-zne razlike i održavanju lokalno generisanog signala na učestanosti dola-znog signala.
Radi izbora povoljnije metode praćenja signala u softverskom GPS prijemniku biće upoređene petlje praćenja faze koda u osnovnom opsegu i petlje praćenja učestanosti signala nosioca. Sinhronizacija C/A koda biće analizirana kroz (Delay-Lock Loop, DLL) i (Tau-Dither Loop, TDL). Sinhro-nizacija učestanosti signala nosioca analizirana je pomoću (Frequency Lock Loop, FLL), Costas-ove petlje praćenja (Phase Lock Loop, PLL).
Praćenje sinhonizacije C/A koda DLL petljom
Blok šema DLL za praćenje sinhronizacije u osnovnom opsegu uče-stanosti prikazana je na slici 3. Petlja se sastoji od množača, integratora, generatora signala na učestanosti nosioca, (lokalnog oscilatora, LO) i na-ponski kontrolisanog oscilatora PRN sekvence [2].
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Slika 3 - Blok šema petlje praćenja koda sa šest korelatora Figure 3 - Block diagram of the code tracking loop with six correlates
Signal koji je doveden na ulaz DLL petlje najpre je pomnožen lokal-no generisanom replikom signala na učestanosti nosioca. Pri generisanju replike, kao inicijalne vrednosti, preuzeti su podaci iz prethodnog stepena obrade, akvizicije.
Signal replike koji se dovodi u množač generisan je u nekoj od petlji praćenja sinhronizacije učestanosti nosioca. Nakon množenja signal se deli u dve grane ealry i late. PRN generator generiše signale koji su fazno pomereni tako da postoji signal koji prednjači, koji kasni i signal u fazi.
Na osnovu signala iz pojedinih grana u diskriminatoru se formira signal greške koji služi za korekciju faze u generatoru PRN. Ukoliko se po-stigne usklađenje koda replike i signala ulaza, na izlazu korelatora postiže se maksimum korelacije. Ukoliko to nije slučaj faze replike koriguje se za V čipa tako da jedan signal kasni za V čipa a jedan prednjači za V čipa.
Ukoliko je lokalno generisani signal nosioca u fazi sa ulaznim, celokup-na energija signala nalazi se u I grani. Ukoliko postoji fazna razlika energija prelazi između I i Q grane kola. Na ovaj način najpre se usklađuju faze, od-nosno učestanosti signala nosioca a zatim se pristupa praćenju faze koda.
U slučaju smanjenja odnosa signal-šum prijemnik radi i sa većom razli-kom čipova u korelatoru da bi mogao da održi praćenje signala i da spreči mogućnost prekida praćenja. Za grešku od ±1.5 čipa na ulazu daje korektan signal greške i omogućava praćenje signala u ovim granicama. Van granica greške od ±1.5 čipa postaje nestabilan. U savremenim prijemnicima pome-ranje faze čipa manje je od V čipa radi postizanja bolje rezolucije. Jedno-smerna komponenta signala na izlazu diskriminatora iznosi [4].
D д = Rc
17 дЛ '( дЛ
S- — T - Rc s + — Tc
LI 2) c c У 2) c
= D M
(1)
Praćenje sinhonizacije C/A koda TDL petljom
U primeru DLL petlje, grane diskriminatora moraju biti idealno balansira-ne. Ako je karakteristika diskriminatora nesimetrična, vrednost signala na izla-zu iz petlje različita je od nule kada je greška estimacije jednaka nuli. Taj problem moguće je rešiti primenom TDL petlje, kod koje postoji samo jedan kanal diskriminatora. U odnosu na DLL petlju uticaj šuma je u ovom slučaju izraženiji
[4]. Principska blok šema nekoherentne TDL petlje prikazana je na slici 4.
Slika 4 - Blok šema Tau-dither petlje praćenja Figure 4 - Block diagram of theTau-dither tracking loop
Dve grane diskriminatora funkcionalno se realizuju preko prekidača, koji se naizmenično prebacuje iz položaja označenog sa +1, koji odgova-ra early grani, i položaja označenog sa -1, koji odgovara late grani petlje. Na izlazu iz diskriminatora, pod istim pretpostavkama kao i u early-late petlji DLL dobija se greška
£(U) = i \r-
И У-J - R- H >c J }-1 ?(ojR-2 H >-j - R- H У-.
JJ (2)
Prvi član ovog izraza predstavlja željeni signal, dok se drugi član sa-stoji od harmonika učestanosti podrhtavanja. Pod pretpostavkom da je učestanost podrhtavanja znatno veća od granične učestanosti filtra na izlazu iz petlje, dobija se
*M)=2 |r-
- R- ( Aj "
1 S-— \Tr 1 s+— \Tc
LI 2j cJ LL -)c J
}" 2 DM
(3)
Na osnovu analize srednjih kvadratnih gubitaka petlje praćenja u za-visnosti od Bn/Rs dolazi se do zaključka da je TDL petlja za oko 1.06 dB lošija od DLL petlje [5].
Kako proizvod, propusnog opsega i periode trajanja Dither signala, BnTd raste (obično smanjenje dither učestanosti u odnosu na PO filtra), srednja kvadratna greška takođe raste do 1.5 dB, u odnosu na DLL[5]. Radi analize uzeto je da je proizvod BnTd = 4 [5].
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Sinhronizacija signala nosioca pomoću PLL petlje
U GPS prijemnicima primenjene su Costas-ove fazno zaključane PLL petlje praćenja jer su podaci u signalu postojani i nakon prolaska ulaznog signala kroz petlju praćenja učestanosti i petlju praćenja koda. Ove petlje neosetljive su na nagle promene faze od 180°, I i Q kompo-nenti signala nakon njihovog izdvajanja, [4].
Na slici 5, prikazana je Costas-ova PLL petlja praćenja.
Slika 5 - Blok šema Costas-ove petlje praćenja Figure 5 - Block diagram of the Costas-loop tracking
Petlja praćenja signala nosioca prihvata kontinualni signal modulisan navigacionim podacima. U bloku akvizicije određena je inicijalna vrednost učestanosti nosioca. Replika učestanosti nosioca generiše se u naponski kontrolisanom oscilatoru VCO, iz koga nastaju signal u fazi i signal u kva-draturi. Ova dva signala korelišu se sa ulaznim signalom, nakon čega se rezultati korelacije propuštaju kroz filtar i komparator gde nastaje kontrol-ni signal za korekciju lokalno generisanog signala nosioca u VCO. Komparator I i Q signala neosetljiv je na promene faze nastale kao posledica promene bita navigacionih podataka. Na taj način, nakon određenog vre-mena, uspostavlja se stabilno stanje u petlji praćenja PLL.
Ulazni signal množi se najpre lokalno generisanom sinfaznom i kvadrifa-znom replikom. Cilj Costas-ove petlje jeste da celokupnu energiju signala održi u I grani. Za tako nešto potrebna je korekcija lokalnog oscilatora. Ako se pretpostavi da je sva energija signala u I grani znači da je signal replike potpuno sinhronizovan sa ulaznim signalom.
Kosinusna funkcija replike pomerena je u odnosu na ulazni signal za 90° tako da će Qps komponenta signala biti na minimumu svoje vred-nosti. Prilikom promene znaka čipova u SV signalu menjaće se i faze Ips i Qps komponenti za 180°.
Signali na izlazu diskriminatora daju faznu grešku koja služi za ko-rekciju faze signala u oscilatoru, i izračunava se jednačinama (7) i (8).
Q__
T_
tan(^)
(7)
ф = tan
fn,_\
Q
T_
У1 У
(8)
Na osnovu jednačine (8) vidi se da je fazna greška minimalna kada je komponenta signala u kvadraturi jednaka nuli a korelacija signala u fa-zi maksimalna. Primenom funkcije diskriminatora (ATAN2) izlaz diskriminatora je linearna funkcija u celokupnom opsegu od ±180°.
Poređenje metoda sinhronizacije signala
S ciljem kritičke analize petlji praćenja sinhronizacije C/A koda, pore-deni su rezultati DLL i TDL petlje praćenja. Inicijalizacija petlji praćenja sinhronizacije koda i signala nosioca započinje na osnovu podataka iz bloka akvizicije. Radi uporedivanja najpre su prikazani rezultati DLL pe-tlje praćenja sinhronizacije signala.
Rezultati akvizicije, koja je realizovana metodom ciklične konvoluci-je, na osnovu kojih je izvršena analiza, prikazani su u tabeli 1.
U skladu sa rezultatima iz tabele 1, na slici 6. prikazan je grafik signala detektovanih u procesu početne sinhronizacije. Ukupno je detekto-vano prisustvo osam signala različite srednje snage.
Tabela 1 Table 1
Rezultati akvizicije za merenje 01. 11. 2008. u 10.58 časova.
Results of the acquisitions measured on 01. 11. 2008. at 10:58.
Kanal PRN MF Doppler-ov ofset (Hz) Ofset koda (čip)
1 1 4.20126e+004 3613 590
2 12 3.82117e+004 -188 5430
3 29 4.15521 e+004 3152 6359
4 2 3.97805e+004 1380 5350
5 30 4.07248e+004 2325 1638
6 9 3.54957e+004 -2904 1324
7 5 3.90624e+004 662 3564
8 4 3.69474e+004 -1453 1010
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Slika 6 - Grafik detektovanih signala u procesu akvizicije Figure 6 - Graph of the detected signals in the process of acquisition
Na slici 7 prikazan je signal greške u DLL petlji praćenja za period mere-nja od 350 ms. Na slici 7 vide se iskakanja signala koja su posledica smetnji, odnosno šuma u signalu. Ovakve smetnje narušavaju izgled detektovanih bita i mogu da izazovu prekid praćenja i onemoguće detekciju. U optimalnim uslo-vima signal greške teži nuli, mada kod DLL petlje nikada nije nula za razliku od TDL petlje kada signal greške može biti nula. Na slici 7 uočava se da signal greške raste do ulaska petlje u stabilno stanje praćenja signala.
Kao posledica kretanja satelita ispoljava se Doppler-ov efekat na signalu. Na slici 8 prikazana je promena učestanosti C/A koda u vreme-nu. Maksimalni skok učestanosti ne prelazi 2 Hz, što je i ograničenje širi-ne propusnog opsega petlje praćenja. S obzirom na to što su skokovi učestanosti, signalom greške vraćeni na neku srednju vrednost, gov-ori da je sa uspehom održano praćenje sinhronizacije signala.
Slika 7 - Signal greške na izlazu DLL petlje praćenja za period 350 ms Figure 7 - Signal of the error at the output code in DLL the tracking loop for the period of 350 ms
Slika 8 - Promena učestanosti C/A koda u vremenu
Figure 8 - Change in C/A frequency In time
<302)
Realizacija TDL petlje praćenja sa vremenskom raspodelom, jed-nostavnija je u odnosu na early-late DLL petlju, jer poseduje jedan ko-relator manje. Na taj način dobija se na vremenu, tj. proces obrade je brži.
Na Slici 9 prikazani su biti navigacione poruke, detektovani DLL pe-tljom. Posledica šuma izražena je kao podrhtavanje amplitude detektova-nih bita. Skok učestanosti C/A koda sa slike 8 narušava detekciju bita, što se vidi na slici 9 u istom vremenskom trenutku. Ovakav dinamički po-remećaj može da izazove prekid praćenja signala.
Na slici 10 prikazani su biti detektovani pomoću TDL petlje praćenja. Dinamički poremećaj koji se dogodio u 250 ms, može da izazove prekid praćenja, pri čemu je narušena amplituda i oblik detektovanog bita.
Slika 9 - Biti navigacione poruke detektovani pomoću DLL petlje Figure 9 - Bits of the navigation message detected by the DLL loop
Slika 10 - Biti navigacione poruke detektovani pomoću TDL petlje Figure 10 - Navigation message bits detected by the TDL loop
Odzivi diskriminatora DLL i TDL petlje praćenja sinhronizacije signala prikazani su na slici 11. Punom linijom prikazan je odziv DLL diskriminatora a isprekidanom odziv TDL diskriminatora. Upoređujući s krive DLL i TDL petlji sa slike 11 uočava se da TDL petlja praćenja ima manji signal greške u odnosu na DLL. To znači da DLL petlja brže vraća veće poremećaje signala na tačnu vrednost. Opseg rada DLL petlje u pogledu razdešenosti čipova iznosi od -1.5 do 1.5. Za TDL petlju oblast rada je od -1 do 1. Zbog toga TDL petlja neće moći da is-prati razdešenost čipova veću od 1, što dovodi do prekida praćenja signala.
Na slici 12 prikazani su biti detektovani TDL petljom praćenja i prekid praćenja usled naglog poremećaja.
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Slika 11 - Odziv diskriminatora DLL i TDL Slika 12 - Prekid praćenja TDL petlje
petlje praćenja praćenja
Figure 11 - Diskriminator response of the Figure 12 - Stop in tracking the TDL DLL andTDL tracking loop Tracking loop
Biti navigacione poruke, slika 12, nastali su obradom signala koja je primenjena i u detekciji bita pomoću DLL petlje.
To govori da je TDL petlja neotpornija na šum u odnosu na DLL petlju. U prilog tome ide i teorija [5], gde je pokazano da TDL petlja za 1,5-2 dB ima lošije karakteristike u pogledu uticaja šuma u odnosu na DLL petlju praćenja sinhronizacije.
Podešavanje parametara DLL petlje praćenja
Za pravilnu detekciju bita navigacionih podataka neophodno je pode-siti parametre DLL petlje praćenja sinhronizacije. Na izlaznu karakteristiku petlje praćenja utiču propusni opseg petlje praćenja i koeficijent priguše-nja. Koeficijent prigušenja pokazuje brzinu reakcije filtra. Takođe, koeficijent prigušenja kontroliše koliki je odziv filtra. Koeficijent prigušenja obele-žen je sa „gama". Kraće vreme odziva prouzrokuje veći skok u izlaznoj funkciji filtra [2]. Drugi parametar DLL filtra je širina propusnog opsega B
[2]. Za širi propusni opseg omogućiće više šuma u petlji praćenja i obrnuto. Ovaj parametar takođe zavisi od vremena odziva filtra. Ukoliko je propusni opseg širi, koeficijent prigušenja trebalo bi da bude manji, i obrnuto.
Na slici 13 i slici 14 prikazani su signali greške na izlazu DLL petlje prilikom praćenja signala za PRN19, pri čemu je B=1 Hz, y=0.3. i B=2Hz, Y=0.7, respektivno. Upoređivanjem ova dva signala uočava se da signal sa širim propusnim opsegom brže uspostavlja stabilno stanje praćenja sinhronizacije. Međutim, u takvom signalu ima više šuma u petlji praće-nja. Nagle promene signala na ulazu, za slučaj užeg opsega B, prouzro-kovaće odskočni odziv signala na izlazu, kao na slici 13 u trenutku 400 ms. Na osnovu više analiza rezultata petlje praćenja, dolazi se do za-ključka da je povoljna veličina širine propusnog opsega 2Hz.
Nagle promene signala greške donekle se mogu regulisati pomoću podešavanja koeficijenta prigušenja Y- Većim koeficijentom prigušenja oscilacije signala na slici 14 manje su nego u slučaju na slici 13. Na osno-vu analiza više signala dolazi se do zaključka da su povoljne vrednosti širi-ne propusnog opsega i koeficijenta prigušenja B=2Hz i y=0.7. Na slici 14 prikazan je signal greške za PRN19 za slučaj kada je B=2Hz, y=0.7.
Dinamički poremećaj, na slici 15, može da dovede do prekida praće-nja signala. Ovakva promena ulaznog signala odražava se i na izmerenu učestanost C/A koda, što je prikazano na slici 16.
S ciljem preciznog merenja Doppler-ove učestanosti potrebno da pri-meniti PLL petlju praćenja. Pri tom je potrebno obezbediti uži propusni op-seg petlje praćenja. Pogodno rešenje su Costas-ove petlje koje omoguća-vaju detekciju podataka sa veoma malom verovatnoćom greške, što pred-stavlja jedan od osnovnih zahteva GPS prijemnika.
SHka 13 - Signal na izlazu DLL za PRN22, B=1 Hz, y=0.3
Figure 13 - Signal on the DLL output for PRN22, B = 1Hz, y = 0.3
SHka 14 - Signal na izlazu DLL za PRN22, B=2Hz, y=0.7
Figure 14 - Signal on the DLL output for PRN22, B = 2Hz, y = 0.7
SHka 15 - Sigal greške DLL petlje praćenja za PRN17
Figure 15 - Sigal error DLL tracking loop for PRN17
SHka 16 - Promena učestanosti C/A koda za PRN 17
Figure 16 - Changein frequency C /A code for PRN 17
Cl05>
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
Slika 17 - Signal na izlazu PLL za PRN22, Slika 18 - Signal na izlazu PLL za PRN22, B=10 Hz, y=0.3 B=25 Hz, y=0.7
Figure 17 - The PLL output signal for Figure 18 - The PLL output signal for PRN22, B = 10 Hz, y = 0.3 PRN22, B = 25 Hz, y = 0.7
Kao i za slučaj petlje praćenja faze koda, i ovde je jasno izražen uti-caj parametara petlje praćenja. Na slici 17 prikazan je rezultat petlje pra-ćenja u zavisnosti od širine propusnog opsega i koeficijenta prigušenja, B=10 Hz, y=0.3.
Upoređivanjem rezultata sa rezultatima prikazanim na slici 18 vidi se da signal na slici 18 ima brži odziv zbog šireg propusnog opsega. Oscila-cije u signalu greške manje su zbog većeg koeficijenta prigušenja.
Izbor koeficijenta prigušenja predstavlja kompromis između priguše-nja oscilacija i vremena odziva. Najčešće se uzima kao 0.7, pri čemu je vreme odziva relativno kratko, a signal na izlazu sa blagim oscilacijama.
RasporedsigraS u I i Q granama
5000 ..
■ 1 -0.5 0 0.5 1
______________________!______________к 10*
Slika 19 - Raspored signala u I i Q grani petlje praćenja
Figure 19 - Signal distributions I and Q branch of the loop tracking
Slika 20 - Fazorski dijagram detektovanog signala, za PRN3
Figure 20 - Fazor diagram of detected The detected signal for PRN3
Širi propusni opseg omogućava i veći šum unutar petlje praćenja, što može da izazove prekid praćenja. Za uži propusni opseg brzina odzi-va petlje praćenja je manja, ali nakon zaključavanja signala nosioca, omogućava preciznija merenja parametara. Tipična vrednost propusnog opsega PLL petlje praćenja za GPS prijemnike iznosi 20 Hz.
Detektovani signal može se predstaviti kao fazorski dijagram, kako je prikazano na slici 19. S obzirom na to što je GPS signal BPSK modulisan, komponente signala grupisane su oko dve glavne tačke. Međutim, zbog uti-caja šuma, sve tačke neće biti grupisane kao na slici 19, što delimično može da se reši povećanjem broja odbiraka. Na slici 19 prikazani su biti sa šesna-estobitnim odabiranjem a na slici 20 sa osmobitnim odabiranjem. Na slici 20 prikazan je fazorski dijagram I i Q signala za PRN3 . Detektovani biti nisu u potpunosti usaglašeni sa fazom 0 i n. U toku provere parnosti u odlučivaču može doći do odbacivanja čitavog podbloka podataka, što zahteva ponovno učitavanje i dodatno vreme obrade. Signal greške PLL petlje praćenja, za ovaj signal, prikazan je na slici 21. Primenom NDA algoritma moguće je kori-govati fazu detektovanih bita u određenoj meri. Na slici 21 prikazan je signal greške pre i nakon NDA korekcije faze signala. Primenom NDA algoritma signal greške na izlazu PLL petlje praćenja teži nuli, [6], [7].
Time se postiže povećanje verovatnoće detekcije i ubrzava rad pri-jemnika. Dobitak je naročito ispoljen kod signala male srednje snage.
Slika 21 - Korekcija faze signala za PRN3 Figure 21 - Signal phase correction for PRN3
Zaključak
Cilj rada je da na osnovu analize karakteristika različitih metoda sin-hronizacije signala predloži najpogodnije rešenje za implementaciju u softverskom GPS prijemniku. Nakon procesa akvizicije analiziran je pro-
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
ces praćenja sinhronizacije faze C/A koda i učestanosti signala nosioca. Rezultati dobijeni primenom računarske simulacije za TDL petlje praće-nja pokazali su neotpornost petlje praćenja na dinamičke poremećaje i šum. Zaključeno je da je DLL petlja praćenja sinhronizacije, sa šest kore-latora najpogodnija metoda.
U okviru rada, pokazano je na koji način i u kojoj meri na kvalitet dobi-jenog rešenja GPS prijemnika utiču parametri petlje praćenja, i to: propu-sni opseg i koeficijent prigušenja. Na osnovu rezultata analize zaključeno je da koeficijent prigušenja za male vrednosti bliske nuli prouzrokuje odziv petlje praćenja koji će oscilovati do ulaska u stabilno stanje. Za koeficijente prigušenja bliske jedinici pokazano je da je odziv petlje praćenja sporiji, ali bez oscilacija. Iz tog razloga zaključeno je da je najpogodnije kompromi-sno rešenje u kome je koeficijent prigušenja vrednosti 0.7, što se primenju-je i u petlji praćenja faze koda i petlji praćenja učestanosti signala.
Drugi parametar petlje praćenja, širina propusnog opsega, ima zna-čajnu ulogu u realizaciji procesa praćenja. Pokazano je da u okviru petlje praćenja koda za male vrednosti širine propusnog opsega, do 1 Hz, petlja ne može da održi praćenje signala za nagle dinamičke poremećaje, zbog čega je povoljnije usvojiti vrednost širine propusnog opsega od 2 Hz. Za petlju praćenja učestanosti signala, realizovanu kao Costas-ova PLL, na osnovu velikog broja simulacija pokazano je da je kompromisno rešenje širine propusnog opsega od 20 Hz. Naime uži propusni opseg u ovom slučaju dovodi do prestanka praćenja signala usled dinamičkih po-remećaja. Ukoliko je primenjen širi propusni opseg gubi se preciznost u praćenju promena učestanosti signala nosioca što može dovesti do po-grešne detekcije navigacionih bita.
Literatura
[1] Kaplan, E., Understanding GPS Principles and Applications, MitreCor-poration, Bedford MA, 1996.
[2] Render P., Borre K., Software-Defined GPS and Galileo Receiver, Birk-hauser2006.
[3] Parkinson, B.W., J. J. Spilker, Vol1, Global Positioning System: Theory and Applications, American Institute of Aeronautics and Astronautic, Washington.
[4] Dukić M. L., Principi telekomunikacija, Akademska misao, Beograd 2008.
[5] Marvin K. Simon,..., Spread Spectrum Communication Handbook McGraw-Hill, New York 1994.
[6] Heinrich M., Moeneclaey M., Synchronization, Channel Estimation, and Signal Processing, John Wiley & Sons, New York 1998.
[7] Radojević, S., Ćurčić, J., Tačnost i modernizacija globalnog pozicionog sistema, Vojnotehnički glasnik, vol. 57, broj 4, pp. 108-131, ISSN 0042-8469, UDC 623+355/359, Beograd, 2009.
SELECTION OF THE SIGNAL SYNCHRONIZATION METHOD IN SOFTWARE GPS RECEIVERS
Summary:
Introduction
This paper presents a critical analysis of the signal processing flow carried out in a software GPS receiver and a critical comparison of different architectures for signal processing within the GPS receiver. A model of software receivers is shown. Based on the displayed model, a receiver has been realised in the MATLAB software package, in which the simulations of signal processing were carried out.
The aim of this paper is to demonstrate the advantages and disadvantages of different methods of the synchronization of signals in the receiver, and to propose a solution acceptable for possible implementation.
The signal processing flow was observed from the input circuit to the extraction of the bits of the navigation message. The entire signal processing was performed on the L1 signal and the data collected by the input circuit SE4110. A radio signal from the satellite was accepted with the input circuit, filtered and translated into a digital form. The input circuit ends with the hardware of the receiver. A digital signal from the input circuit is brought into the PC Pentium 4 (AMD 3000 +) where the receiver is realised in Matlab.
Model of software gps receiver
The first level of processing is signal acquisition. Signal acquisition was realized using the cyclic convolution. The acquisition process was carried out by measuring signals from satellites, and these parameters are passed to the next level of processing. The next level was done by monitoring the synchronization signal and extracting the navigation message bits. On the basis of the detection of the navigation message the receiver calculates the position of a satellite and then, based on the position of the satellite, its own position.
Tracking of gps signal synchronization
In order to select the most acceptable method of signal syncrhoni-zation in the receiver, different methods of signal synchronization are compared. The early-late-DLL (Delay Lock Loop), TDL (Tau Dither Loop) and Costas's PLL (Phase Lock Loop) models of loop tracking of signal synchronization are presented. The analysis is performed by processing the signals from the same satellite and under the same conditions of the initial signal synchronization. The multiple signal processing showed the advantages and disadvantages of the particular methods and the most acceptable solution proved to be the implementation of the DLL tracking loop phase synchronization and the code tracking loop PLL carrier frequency synchronization. The influence of the parameters of the loop itself is shown as well.
Sokolović, V. i dr., Izbor metoda sinhronizacije signala u softverskom GPS prijemniku, str. 94-110
VOJNOTEHNIČKI GLASNIK, 2011, Vol. LIX, No. 2
After the extraction of navigation bits, all bit extracts do not come with an equal phase. This may lead to a wrong decision in rejecting the Decider and bits. Therefore, the paper proposes an additional synchronization of the extracted bits selected by the navigation messages NDA (Non-Data-Aided) algorithm in order to perform their correct detection and to position the receiver much faster.
Comparison of methods of signal synchronization
Based on the analysis of the methods, the simulation results are compared. The results showed that the TDL loop is not resistant to dynamic disturbances of signals, since the synchronization tracking breaks up. In addition, this loop shows susceptibility to the noise from free space. These are sufficient reasons to propose the implementation of the DLL signal tracking loop as an acceptable solution.
In addition to the proposal of the tracking loop, tracking loop coefficient values are determined.
Conclusion
The performed analysis showed that the TDL loop is not resistant to noise and dynamic disorders of the input signal. Therefore, an appropriate solution for the implementation is the DLL loop with six correlates.
The DLL tracking loop coefficients are determined as a compromise solution and they are B = 2Hz and y = 0.7. Also, the coefficients of the PLL tracking loop of frequency synchronization are B = 20Hz and y = 0.7.
The application of the NDA algorithm results in an additional synchronization of the navigation bit message, thus making the receiver operate faster and more precisely.
Key words: GPS, software receiver, signal tracking, bit synchronisation, DLL, TDL, PLL.
Datum prijema članka: 21. 10. 2009.
Datum dostavljanja ispravki rukopisa: 20 12. 2010.
Datum konačnog prihvatanja članka za objavljivanje: 23. 12. 2010.
<И0)
