CC BY
391
УДК 629.423.1:621.3.025:621.313.333:621.314.57
П. Г. Колпахчьян, К. Н. Суслова, В. П. Янов
ИССЛЕДОВАНИЕ ТРЕХУРОВНЕВОГО ИНВЕРТОРА НАПРЯЖЕНИЯ ЭЛЕКТРОВОЗОВ ПОСТОЯННОГО ТОКА С РЕГУЛИРОВАНИЕМ МЕТОДОМ ПВШИМ
Выполнены сравнение двух- и трехуровневых АИН при регулировании напряжения методом пространственно-векторной широтно-импульсной модуляции (ПВШИМ) и исследования процессов в трехуровневом АИН при питании асинхронного тягового двигателя мощностью 1200 кВт.
асинхронный тяговый двигатель, полупроводниковый преобразователь энергии, автономный инвертор напряжения, широтно-импульсное регулирование напряжения, математическая модель, IGBT-модуль.
Введение
Наиболее важным звеном в системе асинхронного тягового привода (АТП) являются полупроводниковые преобразователи энергии. Наиболее часто применяются преобразователи энергии, выполненные по типу автономных инверторов напряжения (АИН), построенные по двухуровневой и трехуровневой схемам [1], электрические принципиальные схемы которых приведены на рисунках 1 и 2.
Исследования проведены для АИН, выполненных на транзисторных и диодных модулях IGBT.
Одним из важных факторов, по которым сравниваются варианты АИН, является качество (форма) выходного напряжения. Форма выходного напряжения инвертора определяется в значительной степени алгоритмом (способом) его формирования. Поэтому необходимо применение таких способов формирования выходного напряжения, которые позволили бы максимально использовать напряжение источника питания, обеспечить гармонический состав выходного напряжения, не создающий опасного
влияния на рельсовые цепи, иметь минимальные пульсации фазного тока и электромагнитного момента асинхронного тягового двигателя (АТД).
Наиболее часто применяются способы формирования напряжения широтно-импульсным регулированием по синусоидальному (ШИМС) и прямоугольному (ШИМП) законам в период разгона двигателя и одноим-пульсным управлением после выхода на номинальный режим [2].
Рис. 1. Электрическая принципиальная схема двухуровневого АИН: Ьф, Сф - индуктивность и емкость фильтра соответственно; ис - напряжение сети на входе
Рис. 2. Электрическая принципиальная схема трехуровневого АИН
Использование ШИМС приводит к недоиспользованию инвертора по напряжению, т. е. требует повышения напряжения сети для получения заданного напряжения АТД.
Применение ШИМП связано с большим искажением выходного напряжения. Поэтому в новых разработках частотно-регулируемых приводов с асинхронными тяговыми двигателями все чаще находит применение пространственно-векторная ШИМ (ПВ ШИМ) [3].
1 Сравнение двух- и трехуровневых АИН
Ниже произведено сравнение двух- и трехуровневых АИН при регулировании напряжения способом ПВШИМ по следующим показателям:
максимальным потерям в модулях преобразователя;
суммарным потерям в преобразователе в номинальном режиме и режиме ПВШИМ;
пульсациям момента и фазного тока АТД;
коэффициенту использования сети;
коэффициенту искажений фазного тока и фазного напряжения;
количеству транзисторных и диодных модулей.
Определение указанных выше величин произведено обработкой результатов расчета на математической модели электрической части АТП с двигателем НТА 1200, описанной в работе [4]. Моделирование выполнено в системе анализа и проектирования электронных устройств ORCAD 9.2. Анализ процессов в системе выполнялся с использованием программы PSpice, входящей в состав системы проектирования электронных устройств OrCAD (версия 9.2) [5].
Использованная модель привода идентифицирована по результатам экспериментальных исследований в отдельных режимах на натурном стенде. Расхождение данных, полученных с помощью модели и на стенде, по коэффициенту пульсаций фазного тока составляет не более 9%, по максимальному значению фазного тока - не более 6%.
Потери мощности в модулях IGBT рассчитаны по программе [6]. Кривые токов приборов в табличном виде переносятся с математической модели в программу расчета потерь. В программу расчета занесены характеристики приборов и учтено влияние приложенного к приборам напряжения.
Основные положения при расчете:
• один АИН питает один АТД типа НТА 1200 (номинальная мощность двигателя 1200 кВт);
• значение входного напряжения (ис) для преобразователя электровоза: номинальное 2,8 кВ, максимальное 4 кВ;
• алгоритмы управления: ПВШИМ в период разгона двигателя, одно-импульсное управление в номинальном режиме;
• сравнительные расчеты потерь мощности произведены для следующих типов модулей IGBT: CM900HB-90H на ток 900 А и напряжение
4500В (MITSUBISHI, Япония), MBN 1200-33G на ток 1200 А и напряжение 3300В (HITACHI, Япония), FZ600R65KF1 на ток 600 А и напряжение 6500В (SIEMENS, Германия);
• параметры режима при расчете на модели устанавливались согласно тяговой характеристике АТД. При этом выполнялся закон управления на постоянство частоты тока ротора (/2 = const). Электромагнитный момент АТД при этом поддерживался равным заданному. Ток статора в этом случае получается автоматически.
Так как ПВШИМ - сравнительно новый способ регулирования напряжения и результаты исследований энергетических характеристик привода при данном способе регулирования отсутствуют, проведены исследования гармонического состава момента АТД при частоте тока статора (/1) 50 Гц и количестве импульсов за период (N) от 6 до 50.
Анализ гармонического состава момента показал, что частотный спектр кривой момента для сравниваемых схем при частоте /1 = 50 Гц одинаков, поэтому при других частотах эти исследования не проводились.
Из результатов анализа разложения кривых момента АТД при питании от обоих типов АИН при частоте тока статора 50 Гц следует:
частотный спектр кривых момента АТД для обоих вариантов АИН схем одинаков;
при N = 6п в кривой момента присутствуют гармоники с частотами 6п/1, где п - целое число 1, 2, 3. Наибольшую амплитуду имеют гармоники с частотой N/1;
при N = 6п ±1 в кривой момента присутствуют гармоники с частотами п/1, где п - целое число 1, 2, 3. Наибольшую амплитуду имеют гармоники с частотой f\. При этом амплитуда гармонической составляющей с частотой /1 может превышать среднее значение момента. Максимальное значение момента превышает заданное более чем в 2 раза;
при N = 6п ±2 в кривой момента присутствуют гармоники с частотами 2п/ь Наибольшую амплитуду имеют гармоники с частотой 2/1 и N/1;
при N = 6п ±3 в кривой момента присутствуют гармоники с частотами 3п/\. Наибольшую амплитуду имеют гармоники с частотой 3/ и N/1;
c увеличением количества импульсов за период выходной частоты питающего напряжения амплитуды гармонических составляющих момента уменьшаются, и при N > 30 частотный спектр и амплитуды гармонических составляющих не зависят от N. То есть для улучшения гармонического состава момента АТД желательно несущую частоту выбирать из условия /нес = f -N, где N = 6 п, т. е./ес = /\'6п, где п - целое число 1, 2, 3. При этом количество импульсов за 60 эл. град должно быть более 3.
Таким образом, минимальное количество гармоник - при N = 6п, максимальное - при N = 6п ±1.
Максимальная частота определяется условиями теплоотвода потерь мощности с IGBT-модулей.
Коэффициенты пульсаций фазного тока Кга- и момента АТД Кпм определены по формуле:
К =
( A — A ). V mах ^min )
A
100%,
сред
где Amax, Amin, Асред - максимальное, минимальное и среднее значения сравниваемых величин.
На рисунках 3 и 4 в качестве примера приведены осциллограммы фазного тока и момента АТД для режима f = 50 Гц, N = 18, из которых видно, что амплитуды пульсаций кривых тока и кривых момента отличаются по величине. Анализ осциллограмм фазного тока и момента в других режимах показал, что их величины зависят от частоты тока статора и несущей частоты /нес (частоты регулирования, равной fiN). В связи с этим для определения коэффициента пульсаций по току Кга- значение величины Imax принято равным максимальному превышению тока над первой гармоникой (рис. 3). Величина коэффициента пульсаций по моменту Кпм определена как среднее значение максимальной AMmax и минимальной ДМ™ величин пульсаций момента (рис. 4).
Рис. 3. Осциллограмма фазного тока двухуровневого АИН
Рис. 4. Осциллограмма момента АТД двухуровневого АИН
На рисунках 5 и 6 приведены зависимости Кпм и Кп от N для двухуровневой и трехуровневой схем АИН с ПВШИМ для f = 50 Гц.
Анализ зависимостей Кпм и Kni от N показывает, что для трехуровневого АИН Кмсред и Кп гсред ~ на 45-50% ниже, чем для двухуровневого АИН.
Коэффициент использования сети Кс определен как отношение фактического действующего значения первой гармоники фазного значения напряжения АТД (^1ф.д.факт) к заданному действующему значению первой гармоники фазного значения напряжения АТД (^1ф.д.зад).
Среднее значение Кс для сравниваемых схем при регулировании напряжения способом ПВШИМ примерно одинаковое и составляет ~ 0,9, т. е. требует увеличения напряжения только ~ на 10%. Расчетные средние значения Кссред при регулировании напряжения способом ШИМС составляют для двухуровневого АИН ~ 0,74, для трехуровневого АИН ~ 0,765, т. е. требуется увеличение напряжения в контактной сети на 30-35%.
Коэффициенты искажения фазного тока Киск и фазного напряжения Кискм определены как отношение действующего значения первой гармоники рассматриваемой величины А1ф.д.факт к действующему значению фактической кривой Аф.д.факт.
Данные сравнительных расчетов привода двух- и трехуровневых АИН с НТА 1200 для номинального режима с одноимпульсным управлением и режима разгона для fi = 50 Гц и принятой максимальной /нес ПВШИМ = 900 Гц (N = 18) приведены в таблице 1. Значение тока статора в период разгона поддерживалось равным заданной величине согласно тяговой характеристике двигателя. Потери в модулях определены по вышеуказанной программе. Максимальные потери модуля Рмахм в транзисторных модулях трехуровневой схемы (нижнем и верхнем, см. рис. 2) зависят от режима работы, перераспределяются в зависимости от фазного тока и частоты статора, поэтому в таблице приведены максимальные значения
ТАБЛИЦА 1. Сравнение двухуровневой и трехуровневой схем АИН для электровоза постоянного тока
Наимено- вание схемы Количество модулей тран/д-д, шт. Электрические параметры
Режим работы РГПДХ'М» Вт Ртах.пр> Вт Лих» А (ЛСэйг по макс, току* приборов), о. е. Киь % КпМсрей) % Кискь о. е. Кнск.и» о. е. *с» о. е.
Транзистор Диод**
Двухуровневая на IGBT FZ600R65KF (два модуля в плече) 12/- Номин. реж., 2.8 кВ 594 7128 290(0,5) 210(0,35) - - - - -
ПВШИМ, 900 Гц, 2,8 кВ 1075 12900 300(0,5) 230(0,38) 14,6 12,9 0,997 0,819 0,904
ПВШИМ, 900 Гц, 4 кВ 1686 20232 345(0,58) 270(0,52) - - - - -
Трехуровневая наЮВТ СМ900НВ90Н (один модуль в плече) 12/6 Номин. реж., 2,8 кВ 415 5066 572(0,64) 407(0,45) - - - - -
ПВШИМ, 900 Гц, 2,8 кВ 804 8628 580(0,64) 580(0,65) 6,0 6,85 ~1 0,942 0,904
ПВШИМ, 900 Гц, 4 кВ 1327 12774 650(0,72) 650(0,72) - - - - -
Трехуровневая наЮВТ MBN1200G33 (один модуль в плече) 12/6 Номин. реж., 2,8 кВ 50S 6212 572(0,47) 407(0,46) - - - - -
ПВШИМ, 900Гц, 2,8 кВ 737 9312 580(0,48) 580(0,48) 6,0 6,85 ~1 0,942 0,904
ПВШИМ, 900 Гц, 4 кВ 1103 13128 650(0,54) 650(0,54) - - - - -
Примечания: * Кзж - коэффициент загрузки, определен как отношение максимального тока в приборе к допустимому. ** Приведены значения для вспомогательного диода.
потерь мощности в данном режиме для разных модулей. Максимальные потери в преобразователе ^махпр равны сумме потерь всех модулей.
Анализ приведенных данных показывает:
1) для выбранных типов IGBT-модулей максимальные потери в модуле и суммарные потери в преобразователе во всех режимах в трехуровневом АИН меньше, чем в двухуровневом АИН. Максимальные потери в модуле трехуровневого АИН позволяют применять воздушное охлаждение;
2) наименьшие суммарные потери имеет преобразователь на ЮВТ типа СМ900НВ90Н;
3) пульсации фазного тока и момента АТД в трехуровневой схеме АИН ~ в 2 раза меньше, чем в двухуровневой схеме АИН;
4) коэффициент искажения по напряжению во всех режимах работы в трехуровневой схеме АИН ~ на 13% меньше, чем в двухуровневой схеме АИН, коэффициент искажения по току практически одинаков;
5) коэффициент использования сети в трехуровневом и в двухуровневом АИН одинаковы.
2 Исследование трехуровневого АИН
Наименее изученной является работа инвертора при неравенстве (разнице) напряжений на половинках входного фильтра, возникающем при отклонениях величин емкостей входящих в фильтр конденсаторов. Неравенство напряжений Лис может ухудшить гармонический состав выходного напряжения, увеличить величину амплитуды переменной составляющей на конденсаторах фильтра. Кроме того, значительное неравенство напряжений приводит к увеличению напряжений, прикладываемых к транзисторам, что может вызвать их пробой.
Обеспечение нормальной работы трехуровневого АИН при неравенстве напряжений на половинах входного фильтра является одной из основных задач при выборе способа регулирования напряжения.
При ПВШИМ формирование выходного напряжения может быть осуществлено при питании полупроводниковых приборов АИН от любой половины конденсаторов входного фильтра. Теоретически это требует регулировать потенциал средней точки фильтра [3], т. е. система управления должна обеспечивать такой алгоритм регулирования, чтобы напряжение на половинах фильтра выравнивалось. При этом между половинками фильтра в каждый момент времени должна сохраняться заданная величина Лис.
Для выяснения влияния величины Лис на электромагнитные процессы в АИН на указанной выше математической модели проведены специальные исследования. Для снижения перенапряжений на транзисторах схемы в настоящее время применяется разделение емкости фильтра на общий фильтр Сфо и фазовые фильтры СфА, СфВ, СфС (см. рис. 2). В связи с тем, что не существует единого мнения о пропорции величин емкостей этих фильтров, каждый разработчик определяет их величины, руково-
дствуясь возможностями размещения определенной части емкостей фазовых конденсаторов в габаритах силового полупроводникового блока. Оставшуюся часть размещают вне силового блока преобразователя. В модели также произведено разделение емкостей фильтра.
Для исследований взят вариант максимальной разности величин емкостей конденсаторов. В связи с тем, что для конденсаторов обычно дается разброс величин емкостей ±10% от номинальной величины, принята величина емкости всех верхних полуфаз Сф = 1,1 Сф.ном, всех нижних полуфаз Сф = 0,9Сф.ном. Для режима с ПВШИМ Аис регулируется в диапазоне 20-200 В. Величина емкости Со принята равной 7,65 мФ для обеспечения резонансной частоты фильтра менее 15 Гц.
При разработке алгоритма управления АИН с ПВШИМ в систему
управления заложено требование о поддержании заданной величины Аис. При регулировании напряжения методом синусоидальной ШИМ это сделать невозможно. Амплитуды пульсаций на конденсаторах фильтра при ШИМС превышают 140 В.
В качестве примера на рисунке 7 приведены мгновенные значения напряжения на конденсаторах фазных половин фильтра при заданном Аис.зад = 50 В, из которого видно, что в каждый момент времени на обоих половинах фильтра ис.факт » 50 В, т. е. амплитуда пульсаций напряжения на конденсаторе не превышает заданную величину Аис.зад. Заданная величина Аис.зад поддерживается и на половинках фильтра С0.
а) б)
Рис. 7. Напряжения на нижней (а) и верхней (б) половинах фильтра
Известно, что надежность конденсатора зависит от возможности его работы на постоянном напряжении с наложением переменной составляющей Аис ф на высоких частотах. Допустимая величина Аис.ф зависит от типа конденсатора и уменьшается пропорционально частоте [7]. Так, для лучших отечественных конденсаторов допустимая величина Аис.ф на частоте 1000 Гц не превышает 20 В.
Заданная величина DUC влияет на электромагнитные процессы и потери в приборах. В качестве примера на рисунке 8 приведены осциллограммы токов в транзисторе верхнего модуля для DUc= 20 В (а) и 50 В (б) для режима f^ar = 50 Гц, N = 18.
а) б)
Рис. 8. Токи в транзисторе верхнего модуля
Сравнение указанных выше кривых показывает, что их формы отличаются. В транзисторе при DUc = 50 В меньше переключений, чем при DUc = 20 В. Амплитуды пульсаций момента АТД и напряжения на емкости также различны, т. е. заданная величина DUc влияет на потери в транзисторе и на гармонический состав кривых тока и момента. В связи с этим произведено исследование зависимости потерь мощности в модулях IGBT, суммарных потерь мощности в плече АИН, пульсаций момента и коэффициента пульсаций момента АТД, амплитуд гармоник входного тока Id в диапазонах, наиболее опасных для рельсовых цепей частот (21-29,4654 Гц), ДЦ-.ф на верхней и нижней полуфазах фильтра и половин общего
фильтра DUc ф.0 от заданной величины неравенства напряжений DUc.
По данным исследованиям построены зависимости потерь в плече преобразователя от величины неравенства напряжений на половинках фильтра (рис. 9), из которых видно, что:
потери в преобразователе при всех частотах статора снижаются с ростом заданной величины неравенства напряжений на половинках фазных фильтров, особенно это сказывается на низких частотах статора;
поддержание величины DUc < 20 В нерационально, так как при этом сильно возрастают потери в IGBT-модулях.
Качество регулирования напряжения двигателя, кроме потерь в модулях IGBT, определяется также пульсациями момента и напряжения на конденсаторе, гармоническим составом входного тока.
Рис. 9. Зависимости потерь в плече преобразователя от разности напряжений на половинках фильтра
В связи с этим для DUc = 10...50 В определены: значения коэффициента пульсаций момента АТД; амплитуды пульсаций напряжений на конденсаторах фильтра; амплитуды гармонических составляющих в наиболее опасных диапазонах частот для рельсовых цепей при равных и неравных величинах емкости половинок фильтра. Фазный ток в режимах поддерживался постоянным. Данные обработки осциллограмм приведены
в таблице 2, в которой DMmax, ЛМти1 - максимальная и минимальная амплитуды пульсаций момента; Кпмсред - среднее значение коэффициента пульсаций момента; /о<*.сред - среднее значение входного тока; DUoomax, Л Uoomin - максимальная и минимальная амплитуды пульсаций напряжения на общем фильтре; ЛЦ^ф верх, ЛЦ^ф ниж - максимальная и минимальная амплитуды пульсаций напряжения на конденсаторах фильтра верхних и нижних полуфаз; 1ф - ток конденсатора общего фильтра; /тахпр -
максимальный ток приборов IGBT-модуля; ХРверхлр, ХРниж.тр - суммарные потери мощности в верхнем и нижнем транзисторах модулей IGBT.
Заключение
ТАБЛИЦА 2. Сравнение основных параметров трехуровневого АНН при различных ДU
А £Лад(Д ^фш)> В ЛА/щаJ ^A'/ftTtni Им А^пМ^ач % Амплитуды гармоник входного тока, А At/cOmam В AUc^JAU^ В А ' ^ПШ.ф! А Вт
A) tic.сред 21-29 Гц 46-54 Гц
50(50) С* равные 1700/ 1000 15,25 314,33 <0,13 < 0,08 15 50/50 190 560 387/536
50(50) С* неравные то/ 1000 15,4 314,27 <0,11 <0,088 15 51/54 190 560 857/540
20(24) С А) равные 1630/ 1000 14,7 314,8 <0,13 <0,08 15 24/24 200 560 919/533
20(25) Сл неравные 1750/ 1000 15.4 314,3 < 0,1 < 0,075 15 23/26 200 560 927/535
10(15) С* равные 1700/ 1000 15,25 314,24 <0,08 <0,075 9 15/15 200 560 1008/521
10(15) Сд неравные 1750/ 1000 15,4 314,3 <0,1 <0,075 9 14/17 200 560 1030/530
Примечания: 1. Курсивом выделены данные в графах для неравных емкостей половинок фаз,
2, Кп определено как (Ка Мгал "*■ А41 Миля = [(Л/tnaei " Л/min) та*/2] / А#срад, К nMnin — [(А/тая— A/mifl)iriiit /2]/^/^^
(см, рис. 6),
3- А/^^л принято равным заданному 8,85 кН.
Из приведенных данных видно, что по большинству сравниваемых параметров трехуровневый АИН с ПВШИМ превосходит двухуровневый АИН.
Трехуровневый инвертор при заданной величине разности напряжений половин емкости фильтра и регулировании напряжения способом ПВШИМ позволяет получить значительное снижение пульсаций напряжения на емкости по сравнению с регулированием ШИМС. При этом:
неравенство емкостей половинок фильтра практически не сказывается на величине коэффициента пульсации момента, амплитудах гармонических составляющих в рассматриваемых диапазонах частот и амплитудах напряжений на конденсаторах фильтра;
потери в преобразователе при всех частотах статора снижаются с ростом заданной величины неравенства напряжений на половинках фазных фильтров, особенно это сказывается на низких частотах статора; поддержание величины разности напряжений < 20 В нерационально, так при этом сильно возрастают потери в IGBT-модулях и заданная величина разности напряжений не выдерживается.
Результаты данных исследований позволяют выбрать рациональные типы конденсаторов для установки в общий и фазный фильтры с необходимой величиной пульсаций напряжения при заданной частоте регулирования и с учетом возможного отвода потерь от модулей IGBT выбранной системой охлаждения.
Библиографический список
1. Системы приводов для электропоездов постоянного тока 3 кВ / Б. Ласка // Локомотив. - 2000. - № 1. - С. 42-45.
2. Электромагнитные и электромеханические процессы в частотноуправляемых асинхронных электроприводах / А. Д. Поздеев. - Чебоксары: Изд-во Чувашского ун-та, 1998. - 172 с.
3. Адаптивное управление асинхронным тяговым приводом / П. Г. Колпахчьян. -Ростов н/Д: Изд-во журн. «Изв. вузов. Сев.-Кавк. регион», 2006. - 131 с.
4. Моделирование электромеханической системы электровоза с асинхронным тяговым приводом / Ю. А. Бахвалов, А. А. Зарифьян, В. Н. Кашников и др.; ред. Е. М. Плохов. - М.: Транспорт, 2001. - 286 с.
5. Система проектирования OrCAD 9.2 / В. Д. Разевиг. - М.: Солон-Р, 2001. -
520 с.
6. Технико-экономическая эффективность применения IGBT, IGCT, GTO / А. И. Лещев, К. Н. Суслова // Изв. вузов. Электромеханика. - 2001. - № 2. - С. 82-88.
7. Выбор параметров входного фильтра АИН с учетом допустимой величины пульсаций напряжения на конденсаторах / Л. Н. Сорин, А. И. Лещев, К. Н. Суслова // Труды 43-й Всероссийской научно-практической конференции (Хабаровск, 22-23 октября 2003 г.). - Хабаровск: Изд-во ДГУПС. - 2003. - С. 138-143.
УДК 629.423.32
