CC BY
138
УДК 621.396.677
ИССЛЕДОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНОСТИ ПРЯМОУГОЛЬНОГО МИКРОПОЛОСКОВОГО ЭЛЕМЕНТА ЦИФРОВОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ
Ю.Б. Нечаев, Д.Н. Борисов, М.А. Панкова
В работе с использованием возможностей электродинамического моделирования проанализированы способы увеличения широкополосности микрополоскового элемента цифровой антенной решетки, возбуждаемого как коаксиальным зондом, так и полосковой линией. Рассмотренные способы основаны на использовании многослойных структур, пространственного перехода, способе компенсации индуктивной составляющей коаксиального зонда, способе усечения части излучателя, использовании объемных конструкций
Ключевые слова: цифровая антенная решетка, микрополосковый излучатель, согласующий элемент
В настоящее время разрабатываются устройства позволяющие использовать технологии цифрового диаграммообразования - цифровые антенные решетки (ЦАР). К их достоинствам можно отнести высокую помехозащищенность,
формирование необходимого числа лучей антенной системой без потерь мощности, интеграцию антенных систем и обрабатывающих устройств в единую структуру [1, 2]. При разработке ЦАР выбор элементной базы является сложной задачей связанной с компромиссом эффективности, стоимости и технических характеристик. Выбор антенного элемента ЦАР является не менее важной задачей, чем выбор элементной базы цифрового сегмента обработки сигналов. Связано это с тем, что к приемо-передающему тракту ЦАР предъявляются требования к механической прочности, габаритным размерам и устойчивости электродинамических характеристик. Учитывая предъявляемые требования, наиболее оптимальным является реализация антенной системы ЦАР на основе микрополосковых излучателей (МПИ). Тем не менее, МПИ имеют существенный недостаток - узкую полосу рабочих частот [3]. На практике при разработке антенных систем часто используют прямоугольный МПИ т. к. он имеет одну из самых простых конструкций, как следствие, может быть исследован с помощью аналитических методов и, в связи с этим, его оптимально использовать в цифровой антенной решетке. Широкополосность прямоугольного МПИ не превышает 1-2 %. Поэтому для ЦАР работающей в широкой полосе частот возникает необходимость в разработке широкополосного прямоугольного МПИ. В приемо-передающей ЦАР для возбуждения МПИ используют кондуктивную связь - возбуждение либо от коаксиальной, либо от полосковой линий. Каждый из способов имеет свое схемотехническое решение сегмента обработки сигналов, свои достоинства и недостатки. Учитывая особенности построения приемопередающего тракта ЦАР, исследуем способы
Нечаев Юрий Борисович - ВГУ, д-р физ.-мат. наук, профессор, E-mail: [email protected] Борисов Дмитрий Николаевич - ВГУ, канд. техн. наук, E-mail: [email protected]
Панкова Маргарита Александровна - ОАО «Концерн “Созвездие”», аспирант, E-mail: [email protected] Работа выполнена при финансовой поддержке РФФИ проекты: 08-02-13555, 09-07-97522
увеличения широкополосности прямоугольного МПИ для обоих случаев возбуждения.
1. ВОЗБУЖДЕНИЕ КОАКСИАЛЬНЫМ ЗОНДОМ
Полоса рабочих частот прямоугольного МПИ, возбуждаемого коаксиальным зондом, с размерами: а = 59.7 мм, Ь =60.3 мм, И = 1 мм, N = 93.8 мм, М = 74.7 мм, є=1 представлены на рис. 1. Широкополосность прямоугольного излучателя равна 1.5 %. Входное сопротивление имеет сильно выраженный индуктивный характер, который связан с влиянием коаксиального зонда (рис. 2).
Рис. 1. КСВН прямоугольного МПИ, возбуждаемого коаксиальным зондом
18
12
12
R, X, Ом 9 1 / I /
$ 9 9 $ 9 »
9 9 9 9 9
f ГГц
18 1.56
1.565
1.57
1.575
1.58
1.585
1.59
Рис. 2. Входное сопротивление прямоугольного МПИ (действительная часть - сплошная, мнимая часть -пунктирная линии входного сопротивления)
6
о
6
Для согласования прямоугольного МПИ с линией питания необходимо компенсировать индуктивную составляющую, вносимую
коаксиальным зондом, с помощью дополнительной емкости С, реализованную в виде щели сложной формы с общей длиной 2F+G (рис. 3). Конструкция МПИ с и-щелью анализировалась с помощью продуктов электродинамического моделирования, использующих методы решения уравнений Максвелла в частотной и временной области. Критерием нахождения оптимальных размеров МПИ являлось определение минимума функции КСВН(/) (или значений функции КСВН(/) < 2). В результате оптимизации была получена конструкция МПИ с размерами a = 45.2 мм, Ь = 55.2 мм, и = 3.8 мм, ^ 58.5 мм, F = 35 мм, G= 20.8 мм, X = 7.35 мм, У = 9.8 мм, ё1 = 3.05 мм, ё2 = 3.3 мм, є= 1.
Рис. 3. КСВН МПИ с и-щелью
Внесение емкости, реализованной в виде И-щели, позволяет увеличить относительную полосу рабочих частот Дотн до 49% (рис. 3). МПИ с И-
щелью имеет резонанс на частоте /і=2.1 ГГц в точке пресечения кривой мнимой части входного сопротивлений оси _Х=0 (рис. 4).
Рис. 4. Входное сопротивление МПИ с и-щелью (действительная часть - сплошная, мнимая часть -пунктирная линии входного сопротивления)
Резонанс имеет связь с модой ТМ01 излучателя и расположен ниже по частоте, чем резонанс обычного прямоугольного излучателя. Связано это с
возмущением, которое вносит Ц-вырез на обычное распределение токов на моде ТМ01. Положение резонанса зависит от размеров Ц-щели. Чем больше размеры Е и О, тем больший путь протекания тока от точки возбуждения до кромок излучателя. Наибольшее влияние на положение резонанса оказывает сторона О - чем больше О, т. е. расстояние от точки возбуждения до внутренней левой и правой кромок Ц-щели, тем меньше вклад основных мод распространяющихся вдоль длинной и короткой стороны излучателя.
Диаграмма направленности (ДН) МПИ с Ц-щелью на частоте ./=1.8 ГГц представлена на рис. 5.
---Ф=0°; - - - - Є=90°
Рис. 5. ДН МПИ с U-щелью
Использование двухслойных (многослойных) МПИ позволяет увеличить широкополосность за счет появления в структуре поверхностных волн. Входное сопротивление в этом случае равно сумме двух слагаемых [4]:
Z „ = Z, + Z,,
где
Zr
сопротивление, волнами,
обусловленное а Z, -
пространственными поверхностными волнами.
Оптимизация параметров позволила получить оптимальный излучатель с полосой частот Д отн = 33 % (рис. 6) при следующих параметрах: £=70.6 мм, ^=42.6 мм, Е=25.6 мм, О=23.8 мм, й?=2.3 мм, Х=9.6 мм, 7=10.27 мм, к1=3 мм, е1=2.2, к2=3 мм, е2=1.
Использование двухслойной (многослойной) МПИ приводит к смещению рабочей полосы вверх по частоте. Излучатель имеет три резонанса на частотах /1=2.15 ГГц, /2=2.44 ГГц, /3=2.81 ГГц (рис. 7). Влияние пространственных волн приводит к тому, что в отличие от однослойной структуры,
поверхностные токи сконцентрированы вне области Ц-щели. Наибольшая полоса для данной конструкции возможна при равенстве высот каждого слоя И\ = к2.
15 10 5
0 - 5 -10 -15
2 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9 3
Рис. 7. Входное сопротивление двухслойного МПИ с Ц-щелью (действительная часть - сплошная, мнимая часть - пунктирная линии входного сопротивления)
ДН двухслойной МПИ с Ц-щелью на частоте /=2.4 ГГц представлена на рис. 8. Двухслойная МПИ с Ц-щелью имеет ширину ДН по уровню 0.707 -48.5°.
Я(0, ф) 100 80
ф=0°;-----0=90°
Рис. 8. ДН двухслойной МПИ с Ц-щелью
Использование объемных излучающих элементов позволяет увеличить широкополосность МПИ до 45-60 %. Объемный излучатель У-формы формируется из прямоугольного МПИ путем его разделения по оси симметрии на две части и изменении угла между отдельными частями (рис. 9). Оптимизация параметров объемного МПИ позволила получить излучатель с широкополосностью 56 % (/1=1.52 ГГц, /2=2.71 ГГц) при следующих
оптимальных размерах: Ж = 15 мм, Ь = 21 мм, а = 50°, к = 5мм, е=1, полученных в результате оптимизации электродинамических характеристик.
Рис. 9. Конструкция объемного излучателя У-образной формы
Для увеличения широкополосности объемного У-образного излучателя применим способ компенсации индуктивности коаксиального зонда. Для этого внесем в цепь МПИ емкость, реализованную в виде щели прямоугольной формы (рис. 9). Проведенные исследования зависимости широкополосности МПИ от размеров, расположения прямоугольных щелей и размеров излучателя (таблица) показали, что наибольшую относительную полосу рабочих частот Дотн = 84 % (рис. 10) можно получить при следующих оптимальных размерах: W = 19 мм, Ь = 24 мм, И = 5 мм, а = 50°, N = 7 мм, М = 5 мм, В = 2.8 мм, С = 4.6 мм, Б = 6.3 мм, е=1.
№ W, мм ь, мм Н мм М, мм в, мм С, мм Б, мм Рь ГГц Р2, ГГц
1 15 21 7.5 7 1.5 2.3 3.75 1.53 2.64 53
2 18 23 9 7.6 1.8 2.6 5.2 1.27 2.63 70
3 19 24 7.5 6 2 3.8 5.75 1.19 2.8 81
4 19 24 7 5 2.8 4.6 6.3 1.18 2.88 84
5 19 24 6 4 3.5 5.3 6.5 1.18 2.78 81
На рис. 10 представлена ДН объемного
излучателя с четырьмя прямоугольными щелями. Ширина ДН объемного излучателя по уровню 0.707 равна 79°.
100 80
Рис. 10. ДН объемного излучателя с четырьмя прямоугольными щелями
Использование согласующего элемента между коаксиальным зондом и излучателем позволяет увеличить широкополосность прямоугольного МПИ до 25-60 %. Использование согласующего элемента в виде прямоугольной пластины расположенной у края излучателя позволило увеличить широкополосность МПИ до 29 % (рис. 11) при следующих оптимальных размерах: а=67.9 мм, Ь=59.8 мм, к=25 мм, /1=35.2 мм, /2=23.9 мм, /3=30.3 мм.
ДН МПИ расположенного асимметричную форму в связи с асимметричностью способа возбуждения МПИ (рис. 12).
с согласующим элементом у края излучателя имеет
100
80
ф=0°;-----0=90°
Рис. 12. ДН с согласующим элементом
Однако в связи с асимметричностью ДН данный МПИ является малопригодным в качестве отдельного устройства или в составе сложной приемо-передающей системы. Чтобы
симметризировать ДН расположим согласующий элемент внутри излучателя (рис. 13).
1.95
1.85
емкость, компенсирующая индуктивность коаксиального зонда, что приводит к увеличению широкополосности МПИ до 43.7 % (рис. 13) при следующих оптимальных размерах: N=36.2 мм, Ь=44 мм, Ж=57.8 мм, 4=33.1 мм, ^=14.8 мм, /с=30.4 мм, ^с=12.5 мм, к=4.1 мм, кс= 1.7 мм,
^0=2 мм, Р=0.1 мм, е=1.
ДН МПИ с согласующим элементом на частоте Г=1.9 ГГц представлена на рис. 14.
Е(0, ф) 100 80
Рис. 14. ДН МПИ с согласующим элементом
Для увеличения широкополосности прямоугольного МПИ используем метод,
основанный на усечении части излучателя (рис. 15), перемещая точку возбуждения к краю излучателя (согласующей пластины) т. е. в область МПИ с меньшим входным сопротивлением. Внедрение параллельной емкости пространственного перехода позволяет добиться оптимального согласования с линией питания. Оптимизируя параметры (геометрические размеры) излучателя,
пространственного перехода и Ц-щели на основе алгоритма квази-Ньютона для данной конструкции была получена максимальная полоса частот 80.2 % (рис. 15) при следующих размерах: N=44.3 мм, М=43.2 мм, Ь=20 мм, Ж=36.6 мм, /,= 12.3 мм, ж=15 мм, /с=9.8 мм, ^с=13.8 мм, к=7.6 мм,
кс=4.9 мм, ^0=10.5 мм, Р=0.5 мм, е =1.
1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2 2.1 2.2 2.3
Рис. 13. КСВН МПИ с согласующим элементом
с согласующим элементом
„ ДН усеченного МПИ с объемным согласующим
Посредством согласующего элемента внутри
л,п-гтт элементом и Ц-щелью на частоте /=2 ГГц
излучателя в цепь МПИ вносится параллельная
представлена на рис. 16. Ширина ДН по уровню
0.707 равна 93°.
100 80
ф=0°;---0=90°
Рис. 16. ДН усеченного МПИ с согласующим элементом
2. ВОЗБУЖДЕНИЕ ПОЛОСКОВОЙ ЛИНИЕЙ
Частотная зависимость полосы пропускания прямоугольного МПИ, возбуждаемого полосковой линией, с размерами указанными в разделе 1 (а = 59.7 мм, Ь =60.3 мм, к = 1 мм, N = 93.8 мм, М = 74.7 мм, е=1) представлена на рис. 17. Широкополосность излучателя равна 4.4 %. Входное сопротивление МПИ (рис. 18) имеет
преимущественно емкостной характер, что
обусловлено характером возбуждения.
2
1.9 1.8 1.7 1.6 1.5 1.4 1.3
2.29 2.3 2.31 2.32 2.33 2.34 2.35 2.36 2.37 2.38 2.39 2.4
Рис. 17. КСВН прямоугольного МПИ, возбуждаемого полосковой линией
20 15 10 5 0 - 5 -10
2.29 2.3 2.31 2.32 2.33 2.34 2.35 2.36 2.37 2.38 2.39 2.4
Рис. 18. Входное сопротивление прямоугольного МПИ (действительная часть - сплошная, мнимая часть - пунктирная линии входного сопротивления)
В данном случае эффективным способом увеличения широкополосности является способ, основанный на использовании согласующего элемента. Формировать согласующий элемент можно либо в виде прямоугольной пластины (рис. 19), либо в виде плавного перехода (рис. 21). Оптимизация параметров излучателя и прямоугольного согласующего элемента позволила получить оптимальные размеры: а = 63.7 мм, Ь =111 мм,
к = 1 мм, к^р = 1.5 мм, й\ = 8.2 мм, й2 = 8.7 мм, р\ = 9.6 мм, р2 = 10.5 мм, р3 = 22.2 мм, е=1 с относительной полосой частот 80.1 %.
Рис. 19. КСВН МПИ с согласующим элементом в виде прямоугольной пластины
ДН МПИ с согласующим элементом на частоте /=1.75 ГГц представлена на рис. 20. Ширина ДН по уровню 0.707 равна 53.5°.
---Ф=0°; - - - - 0=90°
Рис. 20. ДН МПИ с согласующим элементом в виде прямоугольной пластины
Оптимизация параметров излучателя и согласующего элемента в виде плавного перехода позволила получить оптимальные параметры: а = 70 мм, Ь =98.5 мм, И = 3 мм, И^р = 1.5 мм, г1 = 0.91 мм, г2 = 0.4 мм, р1 = 9.3 мм, р2 = 16.6 мм, є=1 с относительной полосой частот 50.3 % (рис. 21).
1.8
1.6
1.4
1.2
1
1.6 1.8 2 Рис. 21. КСВН МПИ с согласующим элементом в виде плавного перехода
ДН МПИ с согласующим элементом в виде плавного перехода на частоте /=1.7 ГГц представлена на рис. 22. Ширина ДН по уровню 0.707 равна 59.8°.
---Ф=0°; - - - - 0=90°
Рис. 22. ДН МПИ с согласующим элементом в виде плавного перехода
Таким образом, проведенные исследования позволили сделать следующие выводы:
1. Компенсировать индуктивную
составляющую зонда возможно емкостью, включенной в цепь либо последовательно, либо
параллельно. Первый случай может быть реализован в виде U-щели, второй - пространственного
перехода, расположенного внутри излучателя.
2. Использование последовательного
включения емкости предпочтительнее, поскольку при параллельном включении часть мощности распределяется по пространственному переходу, что несколько снижает КПД излучателя.
3. Использование многослойных структур позволяет увеличить широкополосность излучателя за счет появления поверхностных волн.
4. Усечение части излучателя (по оси симметричности) не ведет к уменьшению габаритных размеров МПИ, а приводит к увеличению широкополосности, за счет перемещения точки возбуждения в область наименьшего входного сопротивления.
5. Использование асимметричных
излучающих структур в антенных решетках нежелательно в связи с асимметричностью характеристик излучения.
6. При использовании микрополоскового
излучателя, возбуждаемого полосковой линией, реализовать широкополосность 50 % и более
возможно с использованием согласующего элемента.
Литература
1. Активные фазированные антенные решетки / Под ред. Д. И. Воскресенского и А. И. Канащенкова.- М.: Радио-техника, 2004, 488 с.
2. Mailloux R.J. Phased Array Antenna Handbook / R.J. Mailloux. - London: Artech House Inc., 2005, 496 p.
3. Панченко Б.А. Микрополосковые антенны / Б.А. Панченко, Е.И. Нефедов. - М.: Радио и связь, 1986. - 145 с.
4. Электродинамический расчет
характеристик излучения полосковых антенн / Б.А. Панченко, С.Т. Князев, Ю.Б. Нечаев и др. - М.: Радио и связь, 2002. - 256 с.
Воронежский государственный университет ОАО «Концерн “Созвездие”», г. Воронеж
THE RESEARCH OF BROADBANDNESS FOR MICROSTRIP RECTANGULAR PATCH OF THE SMART ANTENNA Yu. B. Nechaev, D.N. Borisov, M.A. Pankova
In paper the means of increases of broadbandness for the microstrip patch of the smart antenna feed both a coaxial cable, and strip line are in-process. The observed means are based on usage of the multilayer structures, the space junction, an expedient of compensation of the inductive component of a coaxial cable, an expedient of truncating of a unit of a patch, usage of volumetric structure
Keyword: smart antenna, microstrip patch, linkage element
