CC BY
146
Н.В. Королев,
начальник НИИ специальной техники ГУ НПО «СТиС» МВД России
А.С. Меркутов,
кандидат технических наук, доцент, Владимирский государственный университет
Д.В. Крутин,
магистрант, Владимирский
государственный
университет
ИССЛЕДОВАНИЕ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ КВАЗИОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМНИКА GMSK-СИГНАЛА ПРИ РЕАЛИЗАЦИИ ЕГО ЦИФРОВОЙ ЧАСТИ НА ПЛИС
THE NOISE IMMUNITY OF A FPGA IMPLEMENTATION OF THE QUASIOPTIMAL GMSK-SIGNAL RECEIVER RESEARCH
Проведен частичный синтез структуры квазиоптимального приемника GMSK-сигнала, включающего когерентный демодулятор, устройства фазовой синхронизации по центральной и тактовой частоте, а также исследована его помехоустойчивость при реализации алгоритмов на программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС). Приемник был реализован на основе принципов программно-определяемого радио для узкополосной связной аппаратуры, работающей в системе подвижной радиосвязи с шагом сетки частот 6,25 кГц.
The synthesis of the quasioptimal GMSK-signals receiver, including coherent demodulator, phase and clock synchronization schemes has been considered. The noise immunity for the FPGA implementation receiver has been researched. The receiver was realized using principles of the software define radio and purpose for a narrowband mobile communication equipment with 6.25 kHz channel spacing.
Оптимальная демодуляция GMSK-сигнала, представляющего разновидность модулированного сигнала с непрерывной фазой (СРМ), осуществляется с помощью алгоритма Витерби [1], однако двухканальный приемник MSK-сигнала позволяет демоду-лировать GMSK-сигнал с незначительными потерями помехоустойчивости [1,2].
В работе [3] показано, что при шаге сетки частот 6,25 кГц эффективна передача речевого сигнала при модуляционной скорости 4 кбит/с. При этом параметр GMSK-формирователя — ВТ, где В — полоса гауссова предмодуляционного фильтра по уровню -3дБ; Т — длительность символа, должен составлять значение ВТ=0,3. Это значение с запасом обеспечивает требуемый уровень излучения передатчика в соседний канал по международному стандарту ETS 300 113. При ВТ=0,3 проигрыш в пороговом сигнале относительно модуляции типа ФМ 2 при когерентном приеме не превышает 0,5 дБ [2]. Это свидетельствует о высокой эффективности MSK-приемника при демодуляции GMSK.
Оптимальная структура демодулятора MSK-сигнала была синтезирована в работе [4], там же рассмотрена структура приемника при условии флуктуирующей фазы центральной частоты и точно известной задержке цифрового сигнала. Рассмотрим практическую задачу получения структуры приемника MSK при флуктуирующих значениях фазы центральной и тактовой частоты. Предположим, что на входе приемника имеется наблюдение
X(t) = s(t, a) + n(t), (1)
где 8(1, а ) — полезный сигнал; а — дискретный параметр; п^) — белый шум со спектральной плотностью мощности N0 / 2 .
Будем считать, что демодуляция символов а осуществляется без ошибок. Такой подход позволяет рассматривать принимаемый сигнал в виде
) = ЛсО8-[[ю0 + Р(1)Д0 ] + Ф(1) + p(t)y(t)}, (2)
где р(^) — функция времени, представляющая собой биты передаваемой информации и принимающая значения ±1; со0— круговая частота несущей; Д— круговая частота девиации. Случайные фазы центральнойф7) и тактовой частоты у(£) описываются системой дифференциальных уравнений
П =
X =
ф = П -Иф£ + п ф (і)
¥ = Х
"ауХ + п у (і)
(3)
Здесь П и X — круговые частоты паразитных уходов частоты несущей и тактового генератора. Формирующие белые шумы пф(^ и пу(і) имеют спектральные плотности
N^2 и N^/2 соответственно. Дисперсии круговых частот обозначим оП и (Г2%.
Для решения поставленной задачи воспользуемся теорией нелинейной фильтрации в гауссовом приближении [5]. Уравнения для оценивания рассогласования по фазе и тактам имеют вид
ф * = £ Ф + к
і, ф , у )
фф
+ я
і,ф ,¥ )
£ * = -аф£ * + Я фП
¥ = X + я
аг (
уу
ф \
аг (і, ф *, у *) а ф
фу
+ я
** .1, ф , у
а у
** Ф (і, ф , у а у
Пу
а у
• * * ^ аг (і, ф *, у *
х = - аух + к ух а у
)+ я аг (і, ф *, у *) а ф
аг (і, ф *, у *
(4)
1)+ к ^ Ф *, У *)
+к ф ёф .
В соответствии с [5] производные функции правдоподобия принимаемого сигнала записываются через его производные:
ёД1ф',У ) = _2_х ёз(фу_,р ёф N0 ёф
__ ёР(1, ф_, у )
(5)
_ _2_
ёу N0 ёу .
(6)
Здесь Х(1) и б(1, ф_,у*,р) — принятая реализация и вид сигнала с учетом предварительных преобразований с переносом спектра сигнала и выделения информативных компонентов. Один из вариантов реализации схемы оптимального приемника М8К-сигнала приведен на рис. 1.
)
Рис. І. Функциональная схема демодулятора: І — блок определения cos(Phi) и sin(Phi), где Phi — рассогласование по фазе; 2 — комплексный перемножитель; 3 — блок определения начальной задержки; 4 — блок варьируемой задержки; 5 — интегратор; б — генератор sin(2n/4T); 7 — генератор cos(2n/4T); В — начальная отстройка частоты; 9,І0 — скользящие суммирующие окна длиной Т; ІІ — фиксированное смещение оценки текущей задержки; І2 — скользящее суммирующее окно с периодом 200Т;І3 — скользящее суммирующее окно с периодом 900Т; І4 — интегратор на интервале [(2k + 1)T, (2k + 1)T]; І5 — интегратор на интервале [(2k + 1)T, 2kT]
Заметим, что в системе подвижной связи осуществляется сеансовая связь, при которой передается преамбула, содержащая немодулированную центральную и чет-вертьтактовую частоты. Можно считать, что подсистемы синхронизации фазы центральной — ФАПц и тактовой — ФАПт частот имеют точную подстройку к моменту начала передачи информации. В процессе сеанса связи осуществляется отслеживание медленных уходов фаз этих частот.
Проанализируем схему, приведенную на рис. І. Модели блоков детектирования и оценки фазы центральной частоты, представленные в этой схеме, идентичны соответствующим функциональным блокам, приведенным в [4]. Петля ФАПц в верхней части схемы работает следующим образом. В течение первых 256 бит включена ветвь с коэффициентом кІ, обеспечивающая широкую полосу пропускания после срабатывания индикатора захвата. По окончании этого интервала времени в блоке «Начальная отстройка частоты» фиксируется значение, эквивалентное приращению фазы, вызванному уходом частоты несущей, и включается ветвь с коэффициентом к2, сужающая полосу системы ФАПц. Отсчеты после интегратора (Phi) корректируют фазу путем перемножения с квадратурными отсчетами комплексной огибающей входного сигнала:
lo + j • Qo = (cos(Phi) + j • sin(Phi)) • (I + j • Q), (7)
где Io, Qo — отсчеты квадратурных сигналов после коррекции фазы (выход блока 2 на рис. І).
Схема оценки смещения тактов построена на аналогичных математических операциях, в которых отличными являются только знаки слагаемых в последнем суммато-
ре. Сигнал оценки текущей задержки формируется с постоянным смещением, которое предварительно определяется, а затем вычитается из сигнала оценки в петле ФАПт. Петля приведена в нижней части схемы. Коррекция следования тактовых отсчетов выполняется в блоке с варьируемой задержкой отсчетов Io и Qo, поскольку такая схема проще реализуется в цифровой аппаратуре.
Проведено моделирование помехоустойчивости приема GMSK-сигнала с ВТ=0,3. В качестве среды разработки и исследования использовалась подсистема имитационного моделирования САПР Advanced Design System (ADS). Моделирование проводилось как для случая идеальной тактовой и фазовой синхронизации, так и при наличии уходов несущей и тактовой частот.
На рис. 2 приведены результаты расчета зависимости вероятности битовой ошибки (Рош) от отношения средней энергии бита к спектральной плотности шума (Eb/No) — в условиях идеальной фазовой и тактовой синхронизации, а также при наличии относительных расстроек центральной (8Н = DFH /Fm0) и тактовой (dm = DFm /Fm0) частот . Здесь DFH, DFm — абсолютные уходы несущей и тактовой частот соответственно; Fm0 — номинальное значение тактовой частоты.
Еб/No, дБ
Рис. 2. Результаты анализа помехоустойчивости ОМБК-демодулятора:
1 — случай идеальной синхронизации и при начальной отстройке 8Н < 0,005;
2 — при уходе частоты несущей с 8н > 10-3 В режиме отслеживания флуктуаций центральной и тактовой частот с относительными расстройками 8н < 0,005 и 8т < 10-4 помехоустойчивость демодулятора определяется кривой 1 на рис. 2, соответствующей идеальной синхронизации. При возникновении допплеровского эффекта (случай движения передатчика относительно приемника) возникает остаточная фазовая ошибка, приводящая к ухудшению помехоустойчивости — кривая 2.
На основании рассмотренного выше описания была разработана аппаратная реализация ОМ8К-демодулятора в виде программных модулей на языке УИБЬ для ПЛИС ХС381500Ь. Без учета модулей начальной синхронизации частоты аппаратные затраты составили менее 10% емкости ресурсов использованной ПЛИС.
ЛИТЕРАТУРА
1. Andersen J., Aulin T., Sunder G. Digital Phase Modulation.— New York, Plenum Publishing Company, 1986.
2. Murota K., Hirade K. GMSK modulation for Digital Mobile Radio Telephony// IEEE Trans. On Commun.— Vol. com-29.— N 7.— July.— 1981.— P. 1041—1050.
3. Сердюков П.Н., Григорьев А.С., Королев Н. В Основные характеристики систем профессиональной мобильной радиосвязи // Специальная техника: сборник холдинга «Электрозавод ».— 2005. — № 6.— С.47—52.
4. Белоусов Е.Л., Харисов В.Н. Оптимальный прием частотно-манипулиро-ванных сигналов с минимальным сдвигом // Радиотехника и электроника.— 1984. — №3.— С. 440—449.
5. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов.— М.: Сов. радио, 1975.— 704 с.
