CC BY
84
Исследование и разработка методов формирования и демодуляции М-ичных ортогональных многочастотных хаотических широкополосных сигналов (MC-MO-CSSS) применительно к задачам авиационного мониторинга
Рассматривается возможность применения новых многочастотных М-ичных ШПС в системах авиационного мониторинга. Как показал проведенный анализ, предложенные новые многочастотные ШПС имеют выигрыш в условиях многолучевой интерференции перед [4], а разработанный алгоритм их демодуляции позволяет осуществить передачу информации с борта самолета в системах авиационного мониторинга с требуемым качеством и отличной степенью защиты от нарушителя: от несанкционированного доступа к информации и постановки преднамеренных помех.
Салтыков А.Р.,
МТУСИ
ВВЕДЕНИЕ
Рассматривается возможность применения новых многочастотных М-ичных ШПС в системах авиационного мониторинга, предназначенных для решения следующих задач:
а) наблюдение за обстановкой на борту авиасудна при помощи бортовых видеокамер с передачей соответствующей видеоинформации либо по запросу с земли, либо по инициативе экипажа самолёта;
б) мониторинг состояния различных природных объектов, в основном очагов стихийных бедствий (лесных пожаров, наводнений, и т.п.) при помощи видеокамер, установленных на борту авиасудна.
Первая задача является актуальной в настоящее время из-за участившихся терактов, направленных против пассажирских самолётов в нашей стране и ряде других стран. Решение этой задачи позволит спецслужбам, на основе полученной с борта самолёта видеоинформации, адекватно отреагировать на чрезвычайную ситуацию, возникшую на авиасудне.
Однако обе эти задачи, стоящие перед системами авиационного мониторинга, на сегодняшний день не решены, причиной чего является невозможность работы современных стандартов широкополосной беспроводной передачи в условиях больших взаимных скоростей приёмника и передатчика, и многолучевой интерференции [1].
Применение ШПС в системах авиационного мониторинга
Перспективные стандарты широкополосной беспроводной связи ІЕЕЕ 802.11 и ІЕЕЕ 802.16 [2] ещё не получили широкого распространения, не до конца отрабо-
таны технические решения по реализации устройств этих стандартов. Следовательно, применение этих стандартов в системах авиационного мониторинга пока невозможно.
Наиболее подходящим для передачи/приёма видеоданных в данных условиях из имеющихся сегодня стандартов беспроводной передачи данных является Европейский стандарт наземного цифрового телевидения DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial) [3]. Он обеспечивает уверенный приём в движении на скоростях до 150 км/ч за счёт применения модуляции COFDM.
Однако современные авиалайнеры развивают скорость до 900 км/ч. Такая скорость соответствует доп-леровскому сдвигу частоты принимаемого сигнала Af= 1 кГц (рис.1). В таких условиях при COFDM возникают частотно-селективные замирания и прием невозможен.
А/ = -/0-(ycos(j)lc + V2 sirr ф/2с2^ (1)
Причиной доплеровского расширения спектра сигнала является совокупность двух факторов: наличие многолучевости и движение воздушного судна. Наличие многолучёвости при отсутствии движения успешно преодолевается в системах с OFDM введением защитного интервала. В результате этого поражённым оказывается только отрезок сигнала на длительности защитного интервала. На остальной длительности посылки, образованной суммой нескольких лучей, фаза сигнала остаётся постоянной. Благодаря этому, системы с OFDM нашли широкое применение.
В случае многолучёвости и взаимного движения двух корреспондентов лучи из-за различных путей распространения сигнала претерпевают различные допле-ровские сдвиги частоты. В результате интерференции лучей суммарный сигнал в этих условиях становится модулированным по амплитуде и по частоте. Это приводит к нарушению ортогональности между поднесу-щими и к появлению межканальных помех. Одним из возможных методов борьбы с этим явлением может
быть введение сложных, широкополосных сигналов и соответствующих методов их обработки, позволяющих разделять лучи и после обработки принимать решение с учётом энергии всех лучей. Такой метод впервые применяется в системе Рейк и нашёл применение в системах мобильной связи с CDMA [4-5].
Для систем с OFDM для указанной цели логичным является использование многочастотных широкополосных сигналов, так как их обработка во многом может быть унифицирована с обработкой сигналов с OFDM. Здесь применяются новые многочастотные параллельные М-ичные широкополосные сигналы.
Другим важнейшим моментом в пользу применения ШПС в системах авиационного мониторинга является возможность увеличения дальности связи при той же мощности передатчика.
Кроме того, новые ШПС отличаются важным элементом, используемым при синтезе — псевдослучайностью, которая делает сигналы похожими на случайный шум и трудными для демодуляции чужими приемниками. ШПС полезны для:
• борьбы или подавления вредного влияния мешающих сигналов (jamming), интерференции, возникающей от других пользователей канала, и собственной интерференции, обусловленной распространением сигналов,
• обеспечения скрытности сигнала путем его передачи с малой мощностью, что затрудняет его детектирование не предназначенными слушателями в присутствии основного шума,
• достижения защиты сообщения путем повышения структурной скрытности сигналов.
Метод формирования и характеристики МС-МО-С858
Разработанный алгоритм формирования параллельных широкополосных сигналов (ШПС), отличающийся
от [1, 6] способом формирования модулирующих квадратурных составляющих (КС) сигнала. Предлагается также алгоритм демодуляции с оцениванием параметров канала в условиях многолучевости и эффекта Доплера [7]. В результате компьютерного моделирования исследуем характеристики новых сигналов и покажем их преимущества перед сигналами [6], проверим работоспособность многолучевого приемника этих сигналов и покажем его преимущество перед [6]. Докажем выигрыш новых сигналов, улучшающий работу приемника при увеличении базы сигналов, что позволит приемнику эффективно работать в вышеуказанных условиях.
Общий вид формируемого к-го варианта параллельного многочастотного сигнала на интервале длительности Т, 0 <1 <Тпредставим в следующем виде:
m
Sk(t) = У(Ла) COS^ COS Й7,/ + Л/*’ sin$ sin ЙТ,/) (2)
J=1
где: А і — амплитуда сигнала, / = (\,т)т — количество частот в сигнале; ©;•- круговая частота, причем Леи =Щц
- =2д/Т, при этом база сигналов В равна числу частот В = т.
Обозначим через д,/*' = А,(к>со$<р,', Л21<к> = А'к> 5Іп<р,
- квадратурные составляющие сигнала 8к(1), тогда выражение (1) примет вид:
Sk(t) = Х(Я1/*) COSC7,/ + sin Й7,/) (3)
i = l
Требуется сформировать ансамбль st(r) из к ортогональных сигналов, где к = (\.М)•
Нетрудно видеть, что максимальное число ортогональных сигналов равно размерности пространства М=2т. Предлагается на каждом интервале формировать ансамбль сигналов с помощью динамических хаотических систем. Так, например, для формирования хаотических последовательностей (ХП) используют одномерное логистическое отображение.
xJ+l = axj(1-х.), ум = рУ](1 -У]) (4)
где: а, р~ коэффициенты бифуркации (раздвоения), 3.8 <
(а, Р) < 4 ; j - номер дискретного отсчета, j =1, 2, 3..
Затем преобразуют последовательности *(у)е]0,1[ к
значениям хДд^е]- 0.5,0.5[ снижением уровня на 0.5.
Данное преобразование впоследствии позволяет снизить величину неортогональности сигналов. Пример ИХП при jci=0. 15437; ^=0.95745; or =3.9713; р-3.7823 показан на рис. 2.
ч
Уі
12 16 20 24 28 32 36 40 44 48 52 56 60 64 68 72 76 80 84
92 96 100 104 108 112 116 120 124 128
Рис. 2. Вид исходных хаотических последовательностей.
Квадратурные составляющие формируются из псевдослучайных последовательностей регистров сдвига с нелинейными функциями обратной связи (М-последо-вательности) [8]. Разработанная программная модель позволяет получить ансамбли новых многочастотных параллельных М-ичных ШПС для т=2, 4, 8, 16
с количеством сигналов в ансамбле М=А, 8, 16, 32. На рисунке 3 на верхних двух графиках осциллограммы 5 и 6 сигналов из ансамбля М-8 и т—8, а на нижних — их автокорреляционные функции при /«=16, что соответствует увеличению базы сигнала.
а)
б)
0,05 0.1 0,15 0.2 0.25 0.3 0,35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0,85 0.9 0.95
Время (мс)
1чч- ’ —--------------- ---------- ----------- --------- —-— --------------—------ -----—■ ------- --------------------------—
0.05 0.1 0,15 0.2 0,25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0,65 0.7 0.75 0.8 0,85 0.9 0.95
Время (мс)
Время (мс)
Рис. 3. МС-МО-СББЗ:
а) - осциллограммы: М= 8, т=8;
б) - автокорреляционные функции: т= 16;
В результате моделирования на ПК были исследованы основные характеристики новых сигналов и показаны их преимущества перед аналогами.
Рассмотрим такую немаловажную характеристику сигналов, как коэффициент неортогональности, рассчитываемый по формуле (5). Максимальное значение этой величины при всех возможных сочетаниях сигналов рассчитано программно и приведено в таблице 1 для сигналов, генерируемых с помощью динамических хаотических систем и с помощью регистров соответственно.
тгк =|-[(/?1<г)/г|(*))+(/?,<г,-л2<*>)]=о (5)
где: Тгк — величина неортогональности векторов; /?|<л*) и
д <'■ *) _ вектор-столбцы
Как видно из таблицы 1, новые ШПС обладают меньшим коэффициентом неортогональности, что обеспечивает лучшие корреляционные свойства. Действительно, при росте значений М и т это заметно, особенно для первых сигналов из ансамбля (рис. 4).
Таблица 1
Число сигналов М 8 10
Число частот в сигнале т 8 10 16 8 10 16
Коэффициент неортогональности для сигналов, генерируемых с помощью ДХ 0,0024 0,0019 0,019 0,0012 0,0025 0,021
Коэффициент неортогональности для новых сигналов, генерируемых с помощью регистров 0,0009 0,0008 0,0062 0,0011 0,0012 0,0074
а)
Оценка неортогональности
Й!щМ
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 300 320 340 360 380 400 420 440 460 480 500 520 540 560 580 600
0,001
0,001
б)
Рис. 4. Коэффициент неортогональности ШПС, генерируемых с помощью динамического хаоса ДХ:
а) новых ШПС;
б) для сигналов ансамбля М=8, т=8.
0,8 0.6
а) о,4
0,2 о
О 1 000 2 ОСЮ 3 000 4 000 5 000 6 000 7 000 8 000 9 000 1 0 000
Оценка неортогональности
Оценка неортогональности
Оценка неортогональности
б)
0,5 0,4 0,3 0.2 0,1 04
1 000
—«_
2 000
—
3 003
+ млАЛ А
4 000
5 000
6 000
7 000
8 000
9 000
10 000
Рис. 5. Коэффициент неортогональности ШПС,
генерируемых с помощью динамического хаоса ДХ:
а) новых ШПС;
б) для сигналов ансамбля А/=32, т=\Ь.
Коэффициент неортогональности новых сигналов значительно меньше, чем у обычных параллельных ШПС, что обеспечивает их лучшие автокорреляционные свойства.
При увеличении количества частот, что соответствует увеличению базы сигнала (за счет увеличения т) величины боковых максимумов функции автокорреляции сигналов уменьшаются, и сужается основной пик. Функции взаимной корреляции сигналов в ансамбле близки к нулю.
Важными преимуществами с точки зрения скрытности и защиты информации новых сигналов являются следующие факторы:
• сигналы имеют большую степень структурной скрытности, чем обычные ШПС, что объясняется свойствами регистров с нелинейными функциями обратной связи, следовательно, они хорошо защищены от прослушивания;
• за счет рекуррентности М-последовательностей можно передавать не весь кодовый образец (для синхронизации), а его часть, что значительно уменьшает вероятность его перехвата и сильно загрудняет возможность имитации кодовой последовательности, т.е. сигнал хорошо защищен от постановки преднамеренной помехи имитационного типа (jamming).
В качестве передаваемого сигнала будем использовать новый параллельный широкополосный сигнал, который запишем его в следующем виде:
О)=2Х'(о =£/<' - dT№ cos<®. +
Ы /=1
+й>,)/+//;>т(юс+«»,)/]
где: с/Г < / < (с/ + ОГ - длительность тактового интервала, с/ - номер ТИ, т - количество поднесущих в сигнале, г — вариант сигнала, /(1 — (1Т) — огибающая элемента
сигнала.
Прием таких сигналов будем осуществлять с помощью оптимального приемника с обратной связью по решению. После отладки данной программы была проверена работоспособность алгоритма приёма хаотических многопозиционных сигналов в многолучёвых каналах и исследованы некоторые характеристики алгоритма приема. Наиболее тяжёлым для приёмников с обратной связью по решению является режим вхождения в синхронизм, когда оценки квадратурных составляющих коэффициента передачи неизвестны.
В программе принят ряд упрощений, например, из сформированных сигналов в каждом ансамбле использовалось только определенное количество первых сигналов, обладающих наилучшими корреляционными свойствами среди всех сигналов в ансамбле. Не учитывался также эффект Доплера. Длительность сообщения составила 50 информационных элементов. Время задержки второго и третьего лучей относительно первого составляет 4/3 и 8/3 длительности тактового интервала. Истинные значения квадратурных составляющих коэффициента передачи в каждом луче:
(?)
причем модули коэффициентов передачи на всех частотах принимаются равными, т. е. К;(1) = К(1), а фазы
2 л і /7/1
т\ - номер частоты, ф(а) - начальная фаза в луче с номером /(а=1, А). Результаты компьютерного моде-
лирования приведены в таблице для различного количества сигналов в ансамбле М, частот т и используемых А/1. Коэффициент ошибочных бит ВЕЯ для принимаемого сигнала в процентах и для каждого луча (ВЕКI, ВЕЯ2, ВЕЯЗ) рассчитан и приведен в таблице для вышеуказанных случаев, в графе М показаны результаты для новых многочастотных ШПС, а в графе ДХ соответственно для обычных ШПС.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Канал связи в системах авиационного мониторинга является нестационарным. Для моделей канала с постоянными параметрами в системах авиационного мониторинга характерно наличие постоянного доплеровского сдвига частоты. В результате движения, помимо доплеровского смещения, возникает и интенсивное доплеров-ское расширение спектра, величина которого может достигать 1 кГц.
Как показал проведенный анализ, предложенные новые многочастотные ШПС имеют выигрыш в условиях многолучевой интерференции перед [4], а разработанный алгоритм их демодуляции позволяет осуществить передачу информации с борта самолета в системах авиационного мониторинга с требуемым качеством и отличной степенью защиты от нарушителя: от несанкционированного доступа к информации и постановки преднамеренных помех.
ЛИТЕРАТУРА
1. Исследование возможности применения широкополосных беспроводных сетей стандарта DVB для систем безопасности на авиатранспорте // НТО по НИР. СПб, 2004. Шифр “Охрана”.-4.1,2.
2. Шахновнч И. Современные технологии беспроводной связи. М.: Техносфера, 2004.
3. Локшнн Б.А. Цифровое вещание: от студии к телезрителю. М.: Компания САЙРУС СИСТЕМС, 2001.
4. Shinsuke Нага, Ramjee Prasad. Overview of multicarrier CDMA. IEEE Comm. Magazine. Vol.35. No. 12, Dec. 1997. -P.126-133.
5. Popovic B.M. Spreading waveforms for multi-carrier CDMA systems. IEEE ISSSTA’98. September 2-4. South Africa, 1998. -P.205-209.
6. Орлов М.Б., Чесноков M.H., Шнпнлов M.H., Щербаков А.И. Синтез многочастотных многопозиционных ортогональных хаотических сигналов // Радиотехника. 2001. — №5.
7. Салтыков А.Р. Статистический синтез и устойчивый к эффекту Доплера прием стохастических М-ичных ортогональных параллельно-последовательных широкополосных сигналов для мобильных мультимедийных систем передачи информации. Т-Comm: Телекоммуникации и транспорт, 2011. №4. - С.48-51.
8. Салтыков А.Р., Соболев А.А. Исследование методом моделирования на ПК модулятора-демодулятора многочастотных М-ичных ортогональных хаотических широкополосных сигналов для построения сетей 3G и 4G. T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. - 2011. - №5. - С.38-42.
Таблица 2 Результаты моделирования
м 8 (Л/1 =8) 16 (Л/1 =8) 32 (М1=16) 32 (Л/1 =32)
т 8 16 Ъ 16 16 16
М ДХ М ДХ м ДХ М ДХ М ДХ М ДХ
BER 0.1 0,1 1 2,1 0 0 1,7 2,1 1,2 3,2 20 26
BER1 0 0,] 0,2 0,4 0 0 0,4 0,4 0,6 2,8 18 25
BF.R2 28 26 43 41 24 26 44 48 39 37 57 55
BER3 58 55 69 66 57 56 70 70 73 70 82 80
