CC BY
39
С помощью (1) выполним расчет актуальной нормы уровня озеленения с учетом прогнозируемого уровня автомобилизации (таблица 1, столбец 6). Полученные результаты свидетельствуют о том, что актуальные нормы озеленения не будут выполняться уже в 2017 году. Ограничением предложенного подхода к моделированию качества городской среды является предположение о линейной зависимости роста выбросов от уровня автомобилизации, а также предположение о том, что озеленение способно улучшить качество городской среды [7] и этот процесс тоже описывается линейной функцией. Список использованной литературы:
1. Доклад «О состоянии природопользования и об охране окружающей среды Краснодарского края в 2014 году» [Электронный ресурс]. - Режим доступа:http://www.mprkk.ru/media/main/attachment/attach/4_doklad_ob_oos_kk_v_2014.pdf (дата обращения 03.06.2016).
2. Иосифов В.В., Диброва С.В., Подворок И.И. Регулирование негативного воздействия автотранспорта на окружающую среду с помощью стандартов моторного топлива (на примере Краснодарского края) // Национальные интересы: приоритеты и безопасность. 2015. №39 (324) с. 48-60
3. Диброва С.С., Иосифов В.В. Проблемы имплементации моторного топлива // Управление инновациями -2015: Материалы международной научно-практической конференции / Под ред. Р.М. Нижегородцева, Н.П. Горидько. - Новочеркасск: ЮРГПУ (НПИ), 2015, С. 136-141.
4. СП 42.13330.2011. Градостроительство. Планировка и застройка городских и сельских поселений (Актуализированная редакция СНиП 2.07.01-89*)
5. Курлов К.Ю. Развитие российского автомобильного рынка до 2020 года / К.Ю. Курлов // Азимут научных исследований: экономика и управление. - 2012. - №1. - С. 10-12.
6. Ратнер С.В., Иосифов В.В. Исследование динамики инвестиционных процессов в машиностроении на основе моделей с распределенными лагами // Экономический анализ: теория и практика, №29, 2012, стр.4349
7. Ратнер С.В., Алмастян Н.А. Экологический менеджмент в Российской Федерации: проблемы и перспективы развития // Национальные интересы: приоритеты и безопасность, 2014, №17, стр. 37-45.
© Диколов Е.А., 2016
УДК 621.373.1
Дубровин Виктор Степанович,
доцент кафедры ИКТСС ФГБОУ ВПО «Мордовский национальный исследовательский университет им. Н.П. Огарёва»,
г. Саранск E-mail: vsdubrovin13@mail.ru
ИССЛЕДОВАНИЕ ДИНАМИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК УПРАВЛЯЕМЫХ ФОРМИРОВАТЕЛЕЙ ТРЕХФАЗНЫХ ГАРМОНИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
Аннотация
Рассмотрены варианты построения управляемых формирователей трехфазных гармонических колебаний на основе управляемых фазовых фильтров первого порядка. Даны рекомендации по расчету параметров формирователей, обеспечивающих получение стабильных фазовых сдвигов при изменении частоты входного сигнала в широких пределах. Проведен анализ динамических характеристик формирователей, выбран вариант реализации формирователя, обеспечивающего минимальную
_МЕЖДУНАРОДНЫЙ НАУЧНЫЙ ЖУРНАЛ «СИМВОЛ НАУКИ» №8/2016 ISSN 2410-700Х_
длительность переходного процесса практически без перерегулирования. Решения защищены патентами Российской Федерации.
Ключевые слова
Формирователь, гармонические сигналы, фазовращатель, структурная схема, передаточная функция
Многофазные генераторы и формирователи гармонических колебаний находят применение в радиоэлектронике, автоматике, системах связи, измерительной технике, в устройствах силовой электроники [1-6].
В состав агрегатов бесперебойного питания (АБП), предназначенных для энергоснабжения ответственных потребителей в системах связи, могут входить несколько инверторов, которые должны работать синхронно и синфазно либо друг с другом, либо с питающей сетью. В этом случае основным функциональным узлом системы управления является трехфазный управляемый генератор (формирователь), который позволяет плавно изменять частоту и фазу в соответствии с поступающим синхросигналом [7, 8].
При этом диапазон изменения по частоте таких генераторов (формирователей) определяется частотой изменения синхронизирующего источника (ведомый-ведущий инверторы или питающая сеть) и не превышает, как правило, нескольких процентов от номинального значения частоты [7]. Более широкий диапазон (в десять и более раз) изменения частоты требуется для систем автоматического управления частотно-регулируемого привода [9-14].
Среди известных схем фазовращателей наиболее широкое применение нашли фазовращатели на базе всепропускающих фильтров первого порядка (фазовые фильтры) [15-19].
Задача заключается в оценке динамических пусковых режимов управляемых формирователей трехфазных гармонических сигналов, построенных на основе фазовых фильтров первого порядка и выборе варианта, обеспечивающего минимальную длительность переходного процесса.
Основная часть
Формирователь трехфазных гармонических сигналов (ФТГС) содержит (рис.1) операционный усилитель, два резистора, конденсатор, перемножитель (ПМ), два инвертирующих сумматора, преобразователь «частота-напряжение» (ПЧН) и усилитель (У).
На входную шину формирователя от однофазного источника G подается гармонический сигнал N (t) = a sin(rot) с амплитудным значением A, частотой Ю = 2п • f, начальная фаза которого равна
нулю (фаза A). Сигнал N0 поступает также на первый выход формирователя.
Рисунок 1 - Обобщенная структурная схема ФТГС
_МЕЖДУНАРОДНЫЙ НАУЧНЫЙ ЖУРНАЛ «СИМВОЛ НАУКИ» №8/2016 ISSN 2410-700Х_
Операционный усилитель, резисторы и конденсатор образуют двухвходовой инвертирующий интегратор (И). Интегратор, перемножитель ПМ, первый сумматор и усилитель У - элементы, образующие управляемый фазовращатель (УФВ).
Для нахождения передаточной функции УФВ воспользуемся операторным методом. Выходной сигнал интегратора
V(s) = —[F • N0O) • K(s) + V2(s) • K2(s)], (1)
где K (s) = 1/( RC • s) и K2 (s) = 1/(RC • s) - коэффициенты передачи интегратора по
соответствующим входам; s - комплексная переменная; F - переключающая функция, которая может принимать лишь два значения: плюс единица и минус единица.
При F = 1 усилитель выполняет роль повторителя сигнала N0, а при F = — 1 усилитель будет инвертирующим. Таким образом, при F=1 усилитель может, как таковой, отсутствовать и в этом случае
на первый вход интегратора поступит сигнал
N.
При Я = Я = Я коэффициенты передачи К (О = К (¿") = К(¿"), а уравнение (1) примет вид
У^) = • #„(*) + Уг(8)\ К(8) . (2)
Выходной сигнал перемножителя, поступающий на второй вход интегратора
У2(8) = т • Еу У^), (3)
где т - масштабный коэффициент перемножителя; Еу - управляющее напряжение, поступающее на второй вход перемножителя с выхода ПЧН.
В результате сложения сигналов N (£) = Е • N (£) и У (¿") на выходе фазовращателя формируется сигнал
= -[кп • + к12 У^)], (4)
где £и и ^ - коэффициенты передачи первого сумматора по соответствующим входам. Сигнал
N2 (¿") поступает также на третий выход М3 формирователя.
При совместном решении (2) - (4) получим выражение для передаточной функции фазовращателя
H (s) = N2(s)/ No(s) = —F
k
ki2 • m
Ty • s + m
(5)
где X,
: T / Ey - управляемая постоянная времени; T = R • C / E.
При m = 1, k = 1 и k12 = 2 получим
H (s) = F
1
2
t, • s +1
F •
t у • s — 1 T, • s +1
(6)
Вид передаточной функции будет зависеть от наличия или отсутствия в схеме (рис. 1) усилителя У. Вариант № 1 (усилитель отсутствует, Е = 1), тогда
H,(s) =
T У1 • s — 1
т У1 • s +1
(7)
Заменив в (7) £ —> , запишем выражение для комплексной частотной функции
ит=.
тю •Ту 1 + 1
Модуль коэффициента передачи Их (ю) = 1, а аргумент
ф (ю) = - 2arctg(ro • тУ1) = —2arctg(2f • т / Е ) • (8)
Из (8) следует, что фазовый сдвиг ф (ю) между выходным N2 (t) и входным N0 (t) колебаниями будет оставаться постоянным ф (ю) = const при условии, что управляющее напряжение Еу будет изменяться прямо пропорционально частоте Еу = f.
Для заданного значения угла ф10 значение постоянной времени Т может быть рассчитано по формуле
• Еу • tg(^°/2). (9)
' ' 2п • f "
Для получения фазового сдвига ф10 = —120° (фаза B) при Еу = Еуо необходимое значение емкости конденсатора рассчитывается по формуле
У 0
л/3
1 2п • f • R 2п • f • R'
На выходе второго сумматора формируется сигнал
N2(5) = -[^2, • N°(S) + ¿22 ^ N2(S)],
где k21 и k22 - коэффициенты передачи второго сумматора по соответствующим входам. Нетрудно показать, что при k k 1 на третьем выходе
м3 формирователя будет
гармонический сигнал, фаза которого будет сдвинута по отношению входного сигнала N0 на 120
электрических градусов (фаза C )•
Таким образом, на выходах управляемого формирователя образуется система трехфазных гармонических сигналов:
M - фаза A; M2 - фаза Cj; M3 - фаза B • Вариант № 2 (при наличии инвертора, F = —1) , тогда
H2(S):
1 — Т У 2 ^ S
Т У 2 ^ S — 1 Ту2•s+1
(11)
1 + X у 2 • 5 _
Модуль коэффициента передачи Н2 (ю) = 1, а аргумент
ф2 (ю) = - 2аге1§(ю • тУ2) = -2аге1§(2л^ • т2 / Еу ). (12)
Для заданного значения угла ф20 значение постоянной времени Т2 может быть рассчитано по формуле
Я • Еу • (§(ф2„/2). (13)
2 2 2п • / ' '
Для получения фазового сдвига ф20 =-240° =120° (фаза С2) теперь необходимо учесть наличие в схеме фазовращателя (рис. 1) инвертора, который вносит дополнительный фазовый сдвиг фи =-180° = -П. Следовательно, требуемое значение угла фазовращателя без инвертора составит
ф*20 = -180° +120° =-60°.
В этом случае величина емкости
с =ЕУ0 • / 2) — Е У 0
-Л
2 2П • / • Я 6П • / • Я '
_МЕЖДУНАРОДНЫЙ НАУЧНЫЙ ЖУРНАЛ «СИМВОЛ НАУКИ» №8/2016 ISSN 2410-700Х_
На втором выходе формирователя в этом случае формируется сигнал, начальная фаза которого
равна минус 120 электрических градусов (фаза B2). И в этом случае на выходах управляемого
формирователя будет образована трехфазная система гармонических колебаний: - фаза A; Ы7 -
фаза B; M - фаза C2 лишь с той разницей, что две фазы B и C меняются местами (происходит «реверс» фаз).
Сравнивая (10) и (14), приходим к выводу, что значение емкости C в три раза превышает значение емкости C, то есть C / = 3. Таким образом, и постоянные времени, определяющие длительность переходного процесса в формирователе, будут также отличаться в три раза Tyi = 3т_.
Для исследования переходных процессов в рассматриваемых фазовращателях была составлена модель (рис. 2) в программе PSIM-9.
Фазовращатели ФВ-1 (без инвертора) и ФВ-2 (с инвертором) подключены к источнику гармонического сигнала 1 на выходе которого формируется сигнал N (t) = A sin(rot) с нулевой начальной фазой. На управляющие входы фазовращателей от источника 2 подано постоянное напряжение E , обеспечивающее в установившемся режиме на выходах фазовращателей фазовые сдвиги
ф10 =—120° и ф20 = 1200 соответственно.
Рисунок 2 - Структурная схема модели
На вторые входы сумматоров от источников эталонных колебаний 3 и 4 поданы эталонные гармонические сигналы ^ (?) = Д 8т(ю? + ф10) и (?) = Д + ф20) с фазовыми сдвигами
Ф10 = -1200 и ф20 = 1200.
Выходное напряжение первого сумматора е (^) = N2) — ^() поступает (рис. 3,б) на инвертирующий вход первого амплитудного компаратора, а напряжение е2 ^) = () — ^22 ^) с выхода второго сумматора подается (рис. 3,д) на инвертирующий вход второго амплитудного компаратора.
На неинвертирующие входы амплитудных компараторов подается опорное напряжение Е0,
величина которого не превышает 2% от установившегося значения сигналов е ($) и б2 (/) .
_МЕЖДУНАРОДНЫЙ НАУЧНЫЙ ЖУРНАЛ «СИМВОЛ НАУКИ» №8/2016 ISSN 2410-700Х_
На рис. 3 изображены временные диаграммы, поясняющие принцип работы модели для определения длительности и характера переходных процессов в формирователях ФВ-1 и ФВ-2.
Длительность переходного процесса T (рис. 3,в) в первом фазовращателе в три раза превышает
длительность переходного процесса T2 (рис. 3,е) в фазовращателе ФВ-2. Данное обстоятельство легко объясняется тем, что емкость конденсатора C в первом фазовращателе в три раза больше емкости конденсатора C во втором фазовращателе, следовательно, и постоянные времени будут также отличаться в три раза.
Рисунок 3 - Временные диаграммы
Поскольку частота ^ входного сигнала Ы0 () может изменяться в широком диапазоне, то для
поддержания стабильных фазовых сдвигов выходных формируемых сигналов нужно использовать в схеме формирователя (рис. 1) преобразователь «частота - напряжение», некоторые варианты построения которых приведены в [20-23].
Выводы:
1. Рассмотрены два варианта управляемых фазовращателей, обеспечивающих постоянный фазовый сдвиг (-120 и +120 эл. град.) в трехфазных формирователях гармонических колебаний.
_МЕЖДУНАРОДНЫЙ НАУЧНЫЙ ЖУРНАЛ «СИМВОЛ НАУКИ» №8/2016 ISSN 2410-700Х_
3. Получены аналитические выражения для расчета параметров фазовращателей. Результаты расчетов и математического моделирования в программе PSIM-9 показали хорошее совпадение.
6. Во втором фазовращателе длительность переходного процесса в три раза меньше длительности переходного процесса, происходящего в первом фазовращателе, и, практически, без перерегулирования. Список использованной литературы:
1. Пат. 127554 Российская Федерация, МПК H 03 B 27/00. Формирователь квадратурных сигналов / Дубровин В. С., Зюзин А. М. - № 2012138489/08; заявл. 07.09.12; опубл. 27.04.13, Бюл. № 12. - 2 с.: 1 ил.
2. Дубровин В. С. Формирователь квадратурных сигналов / В. С. Дубровин // Южно-сибирский научный вестник. - Бийск, 2012. - Вып. 2 (2). - С. 35-38.
3. Дубровин В. С. Управляемый формирователь квадратурных гармонических сигналов / В. С. Дубровин,
B. В. Никулин // Вестник Поволжского государственного технологического университета. Серия: Радиотехнические и инфокоммуникационные системы. - 2013, № 1 (17). - С. 5-12.
4. Дубровин В. С. Генератор ортогональных сигналов / В. С. Дубровин. - В сборнике: Современные методы и средства обработки пространственно-временных сигналов V Всероссийская научно-техническая конференция, 29-30 мая 2007 г.: сборник статей. под ред. И. И. Сальникова. Пенза, 2007. С. 154-156.
5. Пат. 2506692 Российская Федерация, МПК H 03 B 27/00. Управляемый генератор / Дубровин В. С.; заявитель и патентообладатель Дубровин Виктор Степанович. - № 2012137334/08; заявл. 31.08.12; опубл. 10.02.14, Бюл. № 4. - 15 с.: 11 ил.
6. Пат. 2553418 Российская Федерация, МПК H 03 B 27/00. Формирователь трехфазных гармонических сигналов / Дубровин В. С., Зюзин А. М. - № 2014133639/08; заявл. 14.08.14; опубл. 10.06.15, Бюл. № 16. -13 с.: 2 ил.
7. Пат. 1198696 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/02. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В. С., Кисляков В. М. - № 3752633/24-07; заявл. 08.06.84; опубл. 15.12.85, Бюл. № 46. - 3 с.: 2 ил.
8. Пат. 1653098 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/14. Устройство для преобразования однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В. С. - № 4709346/07; заявл. 23.06.91; опубл. 30.05.91, Бюл. № 20. - 7 с.: 3 ил.
9. Пат. 1432692 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/02. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В. С. - № 4206493/24-07; заявл. 05.03.87; опубл. 23.10.88, Бюл. № 39. - 3 с.: 1 ил.
10. Пат. 1432693 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/02. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В. С. - № 4206495/24-07; заявл. 05.03.87; опубл. 23.10.88, Бюл. № 39. - 3 с.: 1 ил.
11. Пат. 1544665 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/14. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В. С. - № 4600035/24-07; заявл. 01.11.88; опубл. 23.09.90, Бюл. № 35. - 4 с.: 1 ил.
12. Пат. 1674332 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/16. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В С. - № 4719322/07; заявл. 17.07.89; опубл. 30.08.91, Бюл. № 32. - 4 с.: 1 ил.
13. Пат. 1775820 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/14. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В С. - № 4921108/07; заявл. 25.02.91; опубл. 15.11.92, Бюл. № 42. - 5 с.: 1 ил.
14. Пат. 1803955 Российская Федерация, МПК H 02 M 5/14. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное / Дубровин В С. - № 4921517/07; заявл. 25.03.91; опубл. 23.03.93, Бюл. № 11. - 5 с.: 1 ил.
15. Пат. 1667222 Российская Федерация, МПК H 03 B 27/00. Управляемый фазовращатель / Дубровин В. С. - № 4493920/09; заявл. 13.10.88; опубл. 30.07.91, Бюл. № 28. - 3 с.: 1 ил.
16. Дубровин В. С. Применение фазовращающих цепей при построении многофазных генераторов гармонических сигналов. / В. С. Дубровин. // Электроника и информационные технологии. 2011. № 1 (10).
C. 9.
17. Дубровин В. С. Управляемые фазовращатели / В. С. Дубровин // Южно-сибирский научный вестник. -Бийск, 2012. - Вып. 1 (1). - С. 38-41.
18. Дубровин В. С. Фазовращатель гармонического сигнала / В. С. Дубровин // Austrian Journal of Technical and Natural Sciences. - 2014, № 9-10. - С. 192-195.
19. Пат. 2565472 Российская Федерация, МПК Н 03 К 9/06. Управляемый фазовращатель / Дубровин В. С. -№ 2014147528/08; заявл. 25.11.14; опубл. 20.10.15, Бюл. № 29. - 11 с.: 3 ил.
20. Пат. 130161 Российская Федерация, МПК Н 02 М 9/06. Преобразователь частоты в напряжение / Дубровин В. С., Зюзин А. М.; - № 2012138490/07; заявл. 07.09.12; опубл. 10.07.13, Бюл. № 19. - 1 с.: 2 ил.
21. Пат. 2520409 Российская Федерация, МПК Н 03 К 7/06. Преобразователь периодического сигнала в частоту и период / Дубровин В. С., Зюзин А. М.; - № 2012140981/08; заявл. 25.09.12 ; опубл. 27.03.14, Бюл. № 9. - 10 с. : 2 ил.
22. Преобразователь параметров периодических сигналов в напряжение / В. С. Дубровин // Южносибирский научный вестник. - Бийск, 2014. - Вып. 2 (6). - С. 60-63.
23. Пат. 2565472 Российская Федерация, МПК Н 03 К 9/06. Преобразователь частота-напряжение / Дубровин В. С., Зюзин А. М.; - № 2014147528/08; заявл. 25.11.14 ; опубл. 20.10.15, Бюл. № 29. - 11 с. : 3 ил.
© Дубровин В С., 2016
УДК 621.822.273
Ильичев Владимир Юрьевич
к.т.н., доцент кафедры «Тепловые двигатели и теплофизика» Калужский филиал МГТУ им. Н.Э. Баумана г. Калуга, Российская Федерация E-mail: ivl2003@mail.ru
ИССЛЕДОВАНИЕ ФАКТОРОВ, ВЛИЯЮЩИХ НА РАБОТУ БЫСТРОХОДНЫХ
УПОРНЫХ ПОДШИПНИКОВ
Аннотация
Рассматриваются особенности процессов, протекающих в быстроходных упорных подшипниках при их работе. Традиционные методики проектирования не учитывают данные особенности, что приводит к многочисленным поломкам и авариям роторных машин. Комплексный учёт рассмотренных процессов позволит разработать адекватную современному развитию роторных машин методику проектирования быстроходных подшипников для обеспечения достаточной их надёжности.
Ключевые слова Упорный подшипник, эксплуатационная надёжность, смазка
Упорные подшипники, работающие при высоких числах оборотов роторов (от 3000 об/мин и выше), применяются во многих современных машинах: в газовых и паровых турбинах, в центробежных насосах, в воздуходувках и т.д. К сожалению, до сих пор при их расчете используется теория тихоходных подшипников, разработанная к середине прошлого века [1]. Эта теория является сильно идеализированной - например, принимаются допущения о сплошном и несжимаемом характере смазочного материала, не учитывается потеря тепла (тепловые процессы рассматриваются как адиабатные), не учитывается теплопередача тепла между упорными колодками и пр. Для уточнения реальных условий работы используются эмпирические коэффициенты, полученные по результатам испытаний и эксплуатации таких подшипников. Но даже несмотря на это, опыт эксплуатации быстроходных подшипников, спроектированных с использованием традиционных методов, показывает, что они являются наименее надёжным узлом роторного агрегата. В связи с этим назрела насущная проблема разработки новых методов расчёта быстроходных упорных подшипников, учитывающих реальные процессы, происходящие в них. Данная статья посвящена обзору этих процессов с целью их дальнейшего более детального исследования и разработки современных методик расчёта быстроходных упорных подшипников.
