CC BY
28
УДК 621.396.621.5
Ьштацшне моделювання цифрового квадратурного приймача сигнал!в ядерного квадрупольного резонансу
Самый, А. П.1, Гресь О. В.\ Русин В. Б.1, Розортов Г. М.2, Архгереева О. Г.2
1Чершвецький нацшнальний ушверситет ¡мен! Юр!я Федьковича 2 Нацшнальний техшчний ушверситет Украши "Кшвський пол1техшчний ¡нститут ¡мен! Ггоря С!корського"
E-mail: a. eamil.a&chnu. edu. ua
Розроблешш падиших метод!в дистапццшого виявлеппя малих копцептрацш резопуючих ядер е па даппй час актуальною задачею, вгцяшеппя яко! иотребуе розв'язку мепш об'емпих копкреташх задач, зокрема 1з залучеппям спектроскопа ядерного квадрупольного резонансу (ЯКР). Апал1з iiroapiaiiTiiocTi метод!в спостережеппя ЯКР. як! груптуються па дп потужпих радючастотпих 1мпульс1в збуджеппя па досл1джувапий зразок 1з посл1дуючпм застосуваппям швпдкого перетвореппя Фур'е сигпал1в спаду вглыю! ищукци (CBI) для отримаппя резопапсппх спектр!в, дозволяв зробитп висповок, що у бглыност! випадшв детектуваппя забезпечуеться перепесеппям резонансного спектру в д!апазоп 1шзькпх частот. При виявлепш спгпал1в CBI випикають деяк! трудпощь пов'язаш 1з застосувашшм квадратурного детектуваппя. Одшею 1з ключовнх проблем при цьому е шдвищеппя чутливост! вх!дпого пристрою та приймалыюго тракту радюспектрометра. Розроблепо структуру цифрового квадратурного приймача сигпал1в ЯКР па основ! технологи програмпо-визпачепих радюсистем (SDR) та принципу прямого оцифровуваппя сигналу Digital Down-Convert.er (DDC), що уможливило суттеве змепшеппя числа каскад!в аналогового тракту. Цифрове оброблеппя сигналу CBI в!дбуваеться у два етапи. Перший етап передбачае 31шжешш па порядок частотп дискретизацп сигпал1в, отрима1шх з виход!в помножувач!в, другнй фгльтрацпо компонент вищих порядив. Проведено синтез децимуючих та компепсацшпих ф!льтр1в радюприймалыюго тракту, частотш характеристики яких отримаш шляхом розрахупку ко-ефщ!еттв в MATLAB FDATool. Шляхом 1м1тац1йпого MATLAB Simuliiik моделюваппя сигпалышх перетворепь в запропоповапому приймалыюму тракт!, встаповлепо, що застосувашш прямого оцифровуваппя сигналу спаду вглыго! ищукци дозволило Ictotiio скоротити довжипу апалогово! частили приймача, а отже, змепшити до -100 дБ р!вепь шум!в та позасмугових спектралышх складових в д!апазош частот в!д 1 МГц до 50 МГц. В 1м1тацишу модель SDR приймача штегровапо алгоритм па основ! принципу чотириетаппих фазових цикл1в CYCLOPS, що забезпечуе змепшеппя квадратур1шх в1дбивапь до 1 %.
Клюноог слова: 1м1тациша модель: квадратурпе детектуваппя: приймалышй тракт: радюзв'язок з про-грамова1шми параметрами компопмтв: радюспектрометр: цифров! фгльтри: ядерпий квадруполышй резонанс: ЯКР
DOI: 10.20535/RADAP.2019.76.37-43
Вступ
Дослвдження ф1зичних властивостей речовин з використанням iMny-льсного електромагштного випромпиовання набуло широкого поширення в оптичнш i радюхвильово! спектроскоп^. 1мпульсиа Фур'е-спектроскошя ядерного квадрупольного резонансу (ЯКР) 1"рунтуеться на збудженш резонансу потужннмн радючастотними £-под1бними 1мпульса-мн та використанш пршгаальнсм апаратурн biicokoi чутливосп [1,2].
Методика детектуваппя сигнал1в спаду вшыго1 шдукцй' (CBI) потребуе fpyiiTOBiioro анал1зу. оскшь-ки вщ Ii реал1защ1 залежить точшеть в1зуал1зацй'
складних резонансних спектр1в. особливо якгцо це стосуеться багатсямпульсних експсримснпв. Огляд алгоритм1в детектування сигнал1в ЯКР. зробле-ний науковцями Лундського ушверситету (Швещя) еввдчить про необхщшеть покрагцення иизки пара-метр1в детектор1в епшово! шдуыщ [3]. Один з варь антав реал1защ1 детектора сигнал1в ЯКР описаний в робой [4]. автори яко! наводять блок-схему спектрометра на баз1 програмовано! лопчнем штегралыго1 схеми (ПЛ1С) для цифрового накопичення сигна-«шв вадгуку та подалыного перетворення Фур'е. Для одержання задовшьного значения амшптуди сигналу вадгуку авторами застосовано усереднення 10000 циюпв вим1рювань. що на жаль, суттево збшынуе
час роестращ! сигналу. На сучасному оташ розви-тку штогральнсм схемотехшки зпачпу увагу також придшяють розроблоншо компактних пристрсмв 3 малими масо-габаритними показчиками. В роботах [5.6] запропоноваш малогабаритш пристро! для рее-стращ! ЯКР, однак потужшсть поредавача занадто иизька (5 Вт) для офоктивного збуджоння резонансу. особливо при малих концентращях розонуючих ядер, що негативно ввдображаеться на вщношенш сигнал/шум. незважаючи на наявшеть чутливого приймача сигнатв спшово1 шдукщ1. Само тому ва-жливим с удосконалсння методов иокращення в1д-ношення сигнал/шум. Опублжоваш в сисщалыюму виданш НАТО (сер1я «Наука для миру 1 безие-ки») [7] розультати доатджонь, присвячених резо-нансним методам виявлення вибухових та шших заборонених рочовин еввдчать про високу защкавлс-шеть передових кра'ш та хйжурядових оргашзащй, зокрема Швшчноатлантичного альянсу.
3 викладоного вигце випливае, що розроблення надшних методов дистанцшного виявлення малих концентраций розонуючих ядер с на даний час актуальною задачею, виршмння яко\° потребуй розв'язку менш об'емних конкротних задач, зокрема 1з залу-чонням ЯКР сиектроскош1. Одшяо 1з ключових проблем при цьому с шдвищення чутливоста видного пристрою та приймалыгого тракту радкхшектро-метра.
Метою дано! роботи с розроблення 1м1тадойно1 модел1 приймалыгого тракту радюспсктрометра. в яшй для роатзащ! квадратурного детектора з системою фшьтрадо! та пригшчення квадратуриих ввдбивань вибрана технолопя радюзв'язку з програ-мованими параметрами компоненте (РППК) [8].
1 Виб1р методики детектуван-ня ЯКР
Анал1з швар1антност метод1в сиостероження ЯКР. яш 1"рунтуються на дп потужних радгочасто-тних 1мпульав збуджоння на дослщжуваний зразок 1з послщуючим застосуванням швидкого перотворе-ння Фур'е сигнал1в СВ1 для отримання розонансних спектр1в, дозволяе зробити висновок, що у бшь-шоста випадшв дотектування забсзпечуеться перенесениям резонансного спектру шириною П в НЧ д1апазон [1 6].
Застосуваиня швидкого перетворения Фур'е призводить до виникнення певних труднонцв при встановлснш тактово! частоти для забозпочоння синхронного детектування шо. Безумовно, правильно було б вибрати всередиш резонансного спектру П (рис. а), що уможливить використаипя для перетворения Фур'е тщьки одше! спектрально! складово! ± П/2.
Ьгодо енгналн ЯКР рееструють з внкорнстанням методу, що !"рунтуеться на вибор1 на гранищ
робочого штервалу Q (рис. б) [ ]. При цьому, ам-шптуда зареестрованих сигнал1в матиме один знак (наприклад для смугн + Q), проте переиала-штуваиия частотн ЯКР забозпочить неефектнвннй резонаненнй вщгук та призводо до зниження чутли-BOCTi. Iiiqaj для Biipiineiiira дано! пробломи засто-совують окрем1 частоти збуджоння i детектування резонансу, що часто с техшчно складним ршенням.
надлишковий шум
-800
-400 0 400
Частота, кГц
(а)
800
J
-400
-200
200
400
Частота, кГц
(б)
Рис. 1. Налаштування частоти детектора у ра-з1 сиостереження ЯКР 1мпульсним методом: (а) в центральнш частиш частотного д1аиазону П; (б) на краю частотного д1аиазону П.
2 1м1тацшне моделювання при-ймального тракту радюспе-ктрометра, розробленого за принципом прямого оцифро-вування сигналу
На рис. 2 зображона 1миащйна модель ВЧ приймача iMnynbciioro спектрометра ЯКР, в якш для реал1защ1 квадратурного детектування, фшьтрадо! та пригшчення квадратуриих вщбивань вибрана технолопя РППК. Радючастотний тракт побудований за принципом прямого оцпфровування сигналу Digital Down-Converter (DDG), що уможливило сут-
ю
о
ю
о
S
АНАЛОГОВИИ ТРАКТ
H
I n Phase Cont
Tx Tx Rx
Quadrature
butte r Cont
Band-Limited White Nose Channel
1-50 M Hz BPF
Spectrum Ana lyzerl
ЦИФРОВИЙ ТРАКТ
cosine
D2
D2
sine
D2 CI C Decim ation D3 Qy = Qu >> 0 Vy = Vu * 2"-6 Ey = Eu - 6
I
CIC Decimation I
C IC Scaling I
Quantization Scaling I
FIR
Low Pass Filter I
dem od Q
CI C Decimation
Qy = Qu >> 0
Vy = Vu * 2"-6
Ey = Eu -6
D3 do ubl e D3 FDATool F
C IC Sc aling Q
e | , , CIC Decimation Q cics„su Quanizaion
Sample Times for 'mod' : Scaling q
Cont - Continuous ; D2 - Discrete 2=5.8824e-09; D3 - Discrete2=5.8824e-08
FIR
Low Pass Filter Q
I n Phase Data A
Quadrature Data B
Spectrum Analyzer2
Scope
Э
<D
D ata A
■♦CD
D ata B
CYCLOPS Data Processing
Рис. 2. Ь-птацУша модель приймального тракту радюспсктромстра ЯКР.
тево зменшити число каскадт аналогового тракту [10].
Гптацшнс модолювашш приймального тракту радюспсктромстра проведено в ссрсдовипц MATLAB Siniulink. Тестовий сигнал з носною частотою 30 МГц та огинаючою, гцо с сумою гармошчних складових 400 кГц i 800 кГц
s(t) = a(t)cos(&(t)) = a(t)cos(u0t + p(t)) (1)
можна представити дШсною частиною комплексного сигналу z(t) f ]:
z(t) = a(t)cos(uot + f(t)) + j ■ a(t)sin(uot + f(t)) =
= zm(t)exp(ju0t), (2)
3 огинаючою:
zm(t) = a(t)exp(j ■ ip(t)) =
= a(t)cos(ip(t)) + j ■ a(t)sin(ip(t)) =
= I (t)+ jQ(t). (3)
В даному випадку модулящя ^рунтуеться на пе-ремноженш огинаючо! zm(t) на комплексну частоту exp(ju0t). Математичну модель синтезованого ра-дюсигналу можна представити впразом [11]:
s(t) = Re[z(t)] = I(t)cos(^ot) - Q(t)sin(u0t). (4)
Запропонований приймалышй тракт 1мпульсно-го радкхшсктромстра ЯКР мютить аналогов! та цифров1 блоки (рис. 2). До функцюналышх елс-mciitíb иершого ввдносяться: малошумний шдсилю-вач «Ampi», узгоджувалышй шдсилювач «Ariip2» та смуговий фшьтр «BPF». Застосування фшьтра уможливлюс послабления паразитних сигнатв за межами робочем смути радюспсктромстра. Функцю-иалышй слемснт «ADC». який ÍMÍTy-е роботу 12-ти розрядного АЦП при частот! дискрстизацй' 170
МГц, слугус зв'язиою ланкою з цифровими блоками приймального тракту.
Видшсння комплексно! обввдно! радюсигналу Zm.it) здШснюеться в блоках «Бетос! I» та «Бетос! Q» при множенш(4) на Процес детектува-
ння, гцо забезпсчус перенесения спектру в область нульових частот, призводить до одержання сигналу:
zd(t) = s(t)e-^0t = A(t)+ jB(t),
(5)
з компонентами:
A{t) =11(t) + 11(t)cos(2uot) - 1 Q(t)sm(2uot),
B(t) =2Q(t) - 1 Q(t)cos(2uot) - 11(t)sm(2uot).
(6)
Цифровс оброблення сигналу CBI(6) вщбувае-ться у два стапи. Перший стаи передбачае зниження на порядок частоти дискрстизащ! сигнатв, отри-маннх з виход1в иомножувач1в «Dcmod», другий фшьтращю компонент з подвоеною частотою 2ш0. Максимальна ширина Q мультиплетних спектр1в ЯКР не псревищус 1 МГц. В запропонованому РП-ПК приймач1 використано 5-каскадш штегралыю-грсб1нчаст1 фшьтри з нсскшчснною 1мпульсною характеристикою (HIX) (блоки «CIC Decimation»), яш слугують для зниження частоти дискрстизацй' до 17 МГц. Особливютю функцюнування HIX-фшьцлв е. збшынення розрядност1 вихвдних даних, гцо виникае унасшдок зниження частотно! смути. Штучно зменшення розрядност1 вихвдного сигналу приймача до 16 бит забсзпсчуеться додатковими блоками «Quantization Scaling».
Нодатком Н1Х-фшьтр1в е. доват полога АЧХ, яка спадас до 0 в omrwii частоти дискрстизацИ. Блоки «FIR Tow Pass Filter», яш представлен! нсрскурсив-иими фшьтрами з кшцевою 1мпульсною характеристикою (KIX), застосовано для компеисацИ криви-
Sine1
QAM
Sine2
do ubl e
зни частотно! характеристики. Bn6ip типу фшьтр1в обумовлений вимогою розроблення приймального тракту радкхшектрометра з максимальною jiiiiiiini-стю його фазочастотно! характеристики (ФЧХ) для впевненого детектування резонансних сигнал1в CBI в широкому частотному д1апазош, при збудженш ЯКР послщовностями 1мпульав i3 наперед визна-ченими i'x початковими фазами.
Частотш характеристики HIX та компенеащй-ного KIX фшьтр1в, отримаш шляхом розрахунку коефщятв в MATLAB FDATool та 1м1тащйного моделювання, зображеш на рис. 3. Моделювання проводилось i3 врахуванням математичних моделей вихвдного сигналу у(п) та передавально! характеристики Н (z) KIX фщьтра:
N-1
у(п) ^^ h(k)x(n — к),
к=0 N-1
Н(z) = £ h(k)z-k,
к=0
6i4iinx та позасмугових випромпиовань в ефектив-nifi смуз1 пропускания РППК приймача склав не бшыне -100 дБ (рис. ). Шки F1(—F1)i F2(—F2) ввдображають шформащйш компоненти сигналу.
(7)
0,5 0,0 -0,5 -1,0
0,4 0,2 0,0 -0,2 -0,4
4 5 6 Час t, мкс
де х(п) — вхщна д1я, h(k) — коефщенти 1мпульсно1 характеристики, N — число коефщенпв фшьтра.
Рис. 4. Осцилограми сигнатв у запропонованому приймальному тракт1 радкхшектрометра ЯКР: (а) вхщне модульоване коливання: (б) демодульоваш компоненти вихщного сигналу.
1,0
а
б
0
2
3
7
8
9
10
0 1x106 2x106 3x106 4x106
Частота F, Гц
Рис. 3. Частотш характеристики цифрових фшь-тр1в приймального тракту радюспектрометра ЯКР, отримаш шляхом 1м1тацшного моделювання: (а) HIX фшьтр: (б) KIX фшьтр: (в) сумарна частотна характеристика.
Результатом iMiTaiflfnioro параметричного моделювання проходження сигналу CBI в радючастотпих трактах запропонованого приймача iMny-льсного спектрометра ЯКР одержано сигналыи (рис. 4) та спектралыи характеристики (рис. 5) квадратур-них складових резонансного ввдгуку. Низький вмкт паразитних компонент та позасмугових складових у спектр! вихщного сигналу еввдчить про високу ефектившеть квадратурного детектування i3 засто-суванням технолог!! прямого оцифрування сигналу. Зокрема, при частот! дискретизащ! 17 МГц та частот! зр1зу компенеащйного ФНЧ 1 МГц р1вснь
Рис. 5. Енергетичний спектр демодульованого сигналу на виход1 запропонованого приймача радк>-спектрометра ЯКР, отриманий шляхом 1м1тащйного моделювання.
3 Алгоритм фазових цишпв CYCLOPS
Якгцо в ЯКР сксперимента додатково застосува-ти метод фазових циюпв, то можна значно посла-бити залишков1 квадратуpui вщбивання [12]. Даш, одержан! шеля демодулящ! квадратурних компонент ЯКР, записуються в дв1 окрохй буфери дииа-хйчнем оперативно! пам'яп A i В (рис. 6 а).
Застосувавши усереднення сигнал1в для компен-еащ! iiiBapiaiiTiiocTi параметр1в канал1в приймаль-
z
z
x
902
x
z
1 y=cos
Q x=sin
A B
а
1 ¿p y=-cos —► A Q x=-sin —► B
x
90°
x
z
1 ^ y=sin
Q^
B
x=-cos
б
1 ¿P y=-sin ► B Q x=cos —► A
Piic. 6. Принципи функцюнування циклу CYCLOPS.
ного тракту, отримаемо однаков1 даш в обох буферах. Оскшьки, в один i3 них заиисують даш синфазно! складово! сигналу CBI. а в шший квадратурно!. тому при 3Mini канатв потр1бно змпиова-ти також початков1 фази сигнатв. Динахпчна змша апаратних режтив роботи приймального тракту при спостереженш ЯКР може викликати паразитш ефекти. пов'язаш з наявшетю перехщних процоейв. Щоб уиикиути цього та забезпечити 3Miiiy даних мЬк буферами А та В при одночасшй змии фази на 90°, достатньо зеунути фазу 1мпульсу збудже-ння ЯКР на 90°. Це уможливить замшу сигналу поглинання на сигнал диспсрсй'. У даному випад-ку спостеркатиметься шворейя одного i3 сигнатв, отже його необхвдно помножити на -1 (рис. 66). Наступний крок передбачае усереднення отриманих даних. Отже. результатом виконання описано! по-слвдовносп операшй буде двоетапний фазовий цикл, що при pi3iinx иерашях забезиечуе змшу початково! фази 1миульсу збудження з 0° на 90° i одночасно перепризначуе буфери пам'яп A i В.
У випадку реального експерименту. коли ам-шптуда сигналу ввдгуку ЯКР складае одшшщ Mi-кровольт, у входному каскад! приймального тракту радюспсктрометра мають мшце паразитш сигнали, фаза яких не заложить ввд фази iMnynbcy збудження. Для уиеможливлоння подалыного проходження цих сигнатв у наступш каскади нообхвдно зеунути початкову фазу 1мпульсу збудження на 180° та змшити додавання даних в буферах A i В на Ix в1д-шмання (рис. 6в). Почергово сумштивши дану опо-рацпо з кожним проходженням двоотапних фазових циюпв, отримаемо чотириетапний цикл CYCLOPS (CYCLically Ordered PhaSe cyclo) [13]. В даному цикл1 значения фаз сигнал1в 0°, 90°, 180° i 270° ввдиоввдають осям х, у. -х, -у. як зображено на рис. 6.
Шдпрограму виконання алгоритму описано-го циклу реал1зовано блоком «CYCLOPS Data
Processing», який iiiTerpoBainifi в 1м1тацшну модель РППК приймального тракту 1мпульсного радюспс-ктрометра ЯКР (рис. 2). Розглянута мотоди реа-л1заш1 запроионовано!' 1м1ташйно1 модат уможлив-люють i'l офективиу апаратиу 1мплементицпо на ocuoBi ПЛ1С i3 застосуванням б1блютек DSP System Toolbox та FDATool [14].
Висновки
1. Здшснсно пор1вняння мотод1в детоктування слабких резонансних сигнал1в CBI в 1мпульсних ра-дюспсктрометрах ЯКР. Заиропоновано 1м1ташйну модель радюприймалыгого тракту, в яшй для квадратурного детоктування та пригшчення квадра-турних ввдбивань застосовано технолоию РППК.
2. Методика прямого оцифровування радюси-гналу дозволила суттево зменшити довжину ана-логово1 частини приймального тракту, що своею чергою уможливило послабления piBira позасмуго-вих спектралышх складових вшцих порядшв та зашумленосп сигналу CBI.
3. Застосування цифрово! фшьтраш! уможливило досягиеиия максималышх лпшигостсй фазових та частотних характеристик приймального тракту при збудженш ЯКР короткими послвдовиостями ра-дкямпульав з наперед заданими початковими фазами в д1апазош частот ввд 1 МГц до 50 МГц.
4. 1нтеграшя алгоритму на основ! принципу чо-тпрпетапних фазових циюпв CYCLOPS в структуру 1м1ташйно1 модат РППК приймача забезпочила послабления р1вня квадратурних в1дбивань до 1 %.
Перелж посилань
1. Itozaki Hidoo. Nuclear quadrupole resonance for explosivo detection / Hidoo Itozaki and Go Ota // Intornati-
в
г
onal journal on smart sensing and intelligent systems. ■2007. Vol. 1, № 3. P. 705 715.
2. Hemnani Preeti. 14N NQR spectrometer for explosive detection: Л Review / Preeti Hemnani. Gopal .Joshi. Л.К. Rajarajan. S.V'.G. Ravindranath // IEEE International Conference on Automatic Control and Dynamic Optimization Techniques. Hinjawadi. Pune. India. Sep. 2016. pp. 1120 1125.
3. Butt Naveed R. An Overview of NQR Signal Detection Algorithms / Naveed R. Butt. Erik Gudmundson and Andreas .lakobsson. Lund: Centre for Mathematical Sciences. Lund University. 2014. lfip.
4. Chytil .1. Detector for Nuclear Quadrupole Resonance Spectroscopy / .1. Chytil and R. Kubasek // Progress In Electromagnetics Research Symposium Proceedings. Guangzhou. China. Aug. 2014. pp. 1907 1910.
5. Begus Samo. A miniaturized NQR spectrometer for a multi-channel NQR-based detection device / Samo Begus. Vojko .Jazbinsek. .lanez Pirnat. Zvonko Trontelj // Journal of Magnetic Resonance. 2014. Vol. 247. pp. 22-30.
6. Xinwang Z. A low-power compact nuclear quadrupole resonance (NQR) based explosive detection system : Diss. Doctor of Philosophy : El. Eng. / Xinwang Zhang. Lincoln-Nebraska. 2014. 205 p.
7. Apih T. Magnetic Resonance Detection of Explosives and Illicit Materials : NATO Science for Peace and Security Series B: Physics and Biophysics / T. Apih. B. Rameev. G. Mozzhukhin. .1. Barras. (Eds.). Springer. 2014. 168p.
8. Полжаровських 0.1. Техиолопя Software Delined Radio та иерсиективи п використаиия / О. 1. Полжаровських.
B. С. Равроиський // Виьпрювальиа та обчислювальиа техшка в техиолотчиих процессах. 2012. JY" 1.
C. 165 169.
9. Хаидожко А. Р. Импульсный радиоспектрометр ЯКР с эффективным подавлением переходного процесса / А. Р. Хаидожко. В. А. Хаидожко. А. 11. Самила // Восточно-Европейский журнал передовых технологий. 2013. № 6/12(66). С. 21-25.
10. Datasheet of AD9230 12-Bit. 170 MSPS 1.8 V Analog-to-Digital Converter http: //www.analog, com/media/en/ technical-documentâtion/data-sheets/AD9230.pdf
11. Hotra O. Synthesis of the configuration structure of digital receiver of NQR radiospectrometer / O. Hotra. A. Samila. L. Politansky // Przeglad Elektrotechniczny. 2018. Vol. 94. No. 7." pp.58 61.
12. Detlef Reichert. Receiver imperfections and CYCLOPS: An alternative description / Reichert Detlef. Gunter Hempel // Concepts in Magnetic Resonance. Part A. 2002. Vol. 14. Issue 2. pp. 130 139.
13. PaimeB E.B. Цифровой квадратурный приемник ядерного магнитного резонанс - сигнала низкого разрешения / Е.В. Раппев // Интернет-журнал «Науковедение». 2014. № 1. С. 1 11.
14. HDL Code Generation for FPGA and ASIC Development. The MathWorks. Inc. 2017.
References
[1] Itozaki H. and Ota G. (2008) Nuclear quadrupole resonance for explosive detection. International .Journal on Smart Sensing and Intelligent Systems, Vol. 1. Iss. 3. pp. 705-715. DOl: 10.21307/ijssis-2017-315
[2] Hemnani P.. .Joshi G.. Rajarajan A. and Ravindranath S. (2016) 14N NQR spectrometer for explosive detection: A review. 2016 International Conference on Automatic Control and Dynamic Optimization Techniques (1CACDOT). DOl: 10.1109/icacdot.2016.7877761
[3] Butt N.R.. Gudmundson E. and .lakobsson A. (2014) An Overview of NQR Signal Detection Algorithms. NATO Science for Peace and Security Series B: Physics and Biophysics, pp. 19-33. DOl: 10.1007/978-94-007-7265-6_2
[4] Chytil .J. and Kubasek R. (2014) Detector for Nuclear Quadrupole Resonance Spectroscopy. Progress In Electromagnetics Research Symposium Proceedings, Guangzhou, China, pp. 1907-1910.
[5] BeguS S.. .JazbinSek V'.. Pirnat .J. and Trontelj Z. (2014) A miniaturized NQR spectrometer for a multi-channel NQR-based detection device. .Journal of Magnetic Resonance, Vol. 247. . pp. 22-30. DOl: 10.1016/j.jmr.2014.08.002
[6] Zhang X. (2014) A low-power compact nuclear quadrupole resonance (NQR) based explosive detection system , Diss. Doctor of Philosophy : El. Eng.. Lincoln-Nebraska. 205 p.
[7] Apih T.. Rameev B.. Mozzhukhin G. and Barras .J. (2014) Magnetic Resonance Detection of Explosives and Illicit Materials : NATO Science for Peace and Security Series B: Physics and Biophysics, Springer. 168 p. DOl: 10.1007/978-94-007-7265-6
[8] Polikarovskykh O. 1. and Havronskyi V. le. (2012) Tekhnolohiia Software Defined Radio ta perspektyvy yii vykorystannia. Vymiriuvalna ta obchysliuvalna tekhnika v tekhnolohichnykh protsessakh, No. 1. pp. 165-169.
[9] Handozhko A. G.. Handozhko V. A. and Samila A. P. (2013) Impulsnyiy radiospektrometr YaKR s eflekti-vnyim podavleniem perehodnogo protsessa. Vostochno-Evropeyskiy Zhumal Peredovyih Tehnologiy, No. 6/12(66). pp. 21-25.
[101 AD9230 12-Bit. 170 MSPS 1.8 V Analog-to-Digital Converter. http://www.analog.com/media/ en/technical-documentât ion/data-sheets/AD9230.pdf
[11] Hotra O. (2018) Synthesis of the configuration structure of digital receiver of NQR radiospectrometer. PRZEGLJ\D ELEKTROTECHNICZNY, Vol. 1. Iss. 7. pp. 60-63. DOl: 10.15199/48.2018.07.14
[12] Reichert D. and Hempel G. (2002) Receiver imperfections and CYCLOPS: An alternative description. Concepts in Magnetic Resonance, Vol. 14. Iss. 2. pp. 130-139. DOl: 10.1002/cmr. 10004
[13] Rannev E. (2014) Tiyfrovoi kvadraturnyii pryemnyk yadernoho mahnytnoho rezonans - syhnala nyzkoho razreshenyia. Naukovedenye, No. 1. pp. 1-11.
[14] HDL Code Generation for FPGA and ASIC Development. The Math Works, Inc..
Simulation modeling of the digital quadrature receiver of the nuclear quadrupole resonance signals
Samila A. P., Hres 0. V., Rusyn V. B., Rozorinov H. M., Arkhiiereieva 0. H.
Introduction. The study of physical properties of substances using pulsed electromagnetic radiation has become widespread in optical and radio wave spectroscopy. Pulsed Fourier spectroscopy of nuclear quadruple resonance (NQR) is based on powerful radio frequency excitation pulses and the use of highly sensitive equipment. In response to the short broadband ¿-pulse, this method ensures the excitation of all resonance frequencies of the NQR spectrum. The method of detecting free induction decay signals (FID) requires a thorough analysis, since its implementation governs the accuracy of visualization of complex resonance spectra, especially when it comes to multi-pulse experiments. Recently, in the developed countries of the world, much work is in progress on the development of radiotechnical systems that are referred to collectively as Software Defined Radio (SDR).
The choice of NQR detecting methods. It is known that in the pulsed NQR, the FID signals are detected by transferring the resonance spectrum to the low frequency (LF) range by subtracting the reference frequency, which is close to the frequency of the resonating nucleus. The features of the Fourier transform create additional problems when selecting the reference frequency for the synchronous detector. Another option is to apply a quadrature detection of FID which allows an increase in the signal-to-noise ratio by a factor of square root. Apart from increasing sensitivity, the use of quadrature detection imposes some restrictions. In reality there are small residual signals -quadrature reflections in the spectra. Simulation modeling of the receive path of radiospectrometer developed on the principle of direct digitization of a signal. The structure and M ATLAB Simulink model of a digital quadrature receiver of nuclear quadruple resonance signals were developed. The synthesis of compensating filters and computer simulation of signal transformations in the receive path of radiospectrometer were performed. It was established that the application of the principle of direct digitization of the free induction decay signal made it possible to significantly reduce the length of the analog portion of the receiver, and, consequently, reduce the noise of the useful signal and the level of out-of-band higher order spectral components. In particular, with a sampling frequency of 17 MHz and a cutoff frequency of the compensating LPF of 1 MHz, the level of side and out-of-band emissions in the effective bandwidth of the SDR is not more than -100 dB.
Algorithm of phase cycles CYCLOPS. An algorithm based on the principle of four-phase cycles CYCLOPS is integrated into the SDR receiver simulation model, which ensures the reduction of quadrature reflections to 1 %. The concept of proposed model realization on the basis of DSP libraries System Toolbox and FDATool makes possible its efficient implementation on the basis of field-programmable gate arrays. In this case, the FPGA of Intel (Altera) or Xi-linx are effective, since CAD systems of their configuration structures are closely integrated with MATLAB.
Key words: quadrature detection; receiving path; software defined radio; SDR; radio spectrophotometer; digi-
tal filters; nuclear quadrupole resonance; NQR; simulation model
Имитационное моделирование цифрового квадратурного приемника сигналов ядерного квадрупольного резонанса
Самила А. П., Гресь А. В., Русын В. В., Розортов Г. М., Архиереева О. Г.
Разработка надежных методов дистанционного обнаружения малых концентраций резонирующих ядер является в настоящее время актуальной задачей, решение которой требует расчета менее объемных конкретных задач, в частности с привлечением спектроскопии ядерного квадрупольного резонанса (ЯКР). Анализ инвариантности методов наблюдения ЯКР, основанных на действии мощных радиочастотных импульсов возбуждения на исследуемый образец с последующим применением быстрого преобразования Фурье сигналов спада свободной индукции (ССИ) для получения резонансных спектров, позволяет сделать вывод, что в большинстве случаев детектирование обеспечивается переносом резонансного спектра в диапазон низких частот. При обнаружении сигналов ССИ возникают некоторые трудности, связанные с применением квадратурного детектирования. Одной из ключевых проблем при этом является повышение чувствительности входного устройства и приемного тракта радиоспектрометра. Разработана структура цифрового квадратурного приемника сигналов ЯКР на основе технологии програмно-определенных систем (SDR) и принципа прямой оцифровки сигнала - Digital Down-Converter (DDC), что позволило существенно уменьшить число каскадов аналогового тракта. Цифровая обработка сигнала ССИ происходит в два этапа. Первый этап предусматривает снижение на порядок частоты дискретизации сигналов, полученных с выходов умножителей, второй - фильтрацию компонент высших порядков. Проведен синтез децимирующих и компенсационных фильтров радиоприемного тракта, частотные характеристики которых получены путем расчета коэффициентов в MATLAB FDATool. Путем имитационного MATLAB Simulink моделирования сигнальных преобразований в предложенном приемном тракте, установлено, что применение прямой оцифровки сигнала спада свободной индукции позволило существенно сократить длину аналоговой части приемника, а следовательно, уменьшить до -100 дБ уровень шума и внеполосных спектральных составляющих в диапазоне частот от 1 МГц до 50 МГц. В имитационную модель SDR приемника интегрировано алгоритм на основе принципа чотириетапних фазовых циклов CYCLOPS, что обеспечивает уменьшение квадратурных отражений до 1 %.
Ключевые слова: имитационная модель; квадратурное детектирование; приемный тракт; радиосвязь с программируемыми параметрами компонентов; радиоспектрометр; цифровые фильтры; ядерный квадрупольный резонанс; ЯКР
