CC BY
60
трическое колебание подается на входной ВШП). Параметры электронных радиокомпонентов следующие. Транзисторы биполярные КТ3162А (^=700 МГц, И21Э=110); варикапы для реализации сумматора-фазовращателя КВ136А (коэффициент перекрытия 3, начальная емкость 19 пФ при обратном напряжении минус 4 В). За счет использования варикапов электронным способом можно изменять амплитуды сигналов с выходных ВШП при их суммировании на входе усилителя, изменяя при этом (теоретически) фазовый сдвиг такого фазовращателя в пределах от 0 до п/2 радиан. Для генератора с рассмотренной выше двухканальной ПАВ ЛЗ такое изменение фазового сдвига соответствовало бы плавной перестройке частоты колебаний на величину около 150 кГц (около 1% от средней частоты колебаний).
В экспериментах с генератором на среднюю частоту 20 МГц диапазон плавной перестройки частоты колебаний генератора был примерно 60 кГц (0,4%), что объяснялось реальными характеристиками фазовращателя на варикапах, примененного в данной схеме для перестройки частоты. У данного генератора на частоту 20 МГц можно оптимизировать некоторые характеристики, применив варикапы с меньшей начальной емкостью. При таком изменении радиоэлементов схемы будут другие коэффициенты передачи по напряжению сигналов с выходных ВШП и диапазон частотной перестройки близок к 1%.
VI. Выводы и заключение
Проведенные исследования подтвердили принципиальную возможность эффективного плавного управления частотой ПАВ-генератора управляемым фазовращателем. Фазовращатель (или его «составные части») для перестраиваемого по частоте ПАВ -генератора целесообразно выполнять также топологическими методами на той же пьезоподложке, что и частотно-избирательное ПАВ-устройство. В данных экспериментах диапазон плавной перестройки частоты составил около 60 кГц при средней частоте колебаний 20 МГц. Вместо ПАВ ЛЗ с последовательным расположением каналов можно также применять ПАВ ЛЗ с параллельным расположением каналов.
Список литературы
1. Никонова Г. С. , Никонов И. В. Фазовые шумы ПАВ генераторов УКВ диапазона // Динамика систем, механизмов и машин. 2012. Кн. 3. С. 273-276.
2. Никонова Г. С., Никонов И. В. Минимизация шумов ПАВ генератора за счет системного проектирования // Известия вузов. Физика. 2015. № 8 (2). С. 114-117.
УДК 621.319.53
ГЕНЕРАЦИЯ И ФОРМИРОВАНИЕ ИСПЫТАТЕЛЬНЫХ ВОЗДЕЙСТВИЙ ДЛЯ ЭЛЕКТРОННЫХ МОДУЛЕЙ
А. В. Никонов
Омский государственный технический университет, г. Омск, Россия
DOI: 10.25206/2310-9793-2017-5-4-248-259
Аннотация - рассмотрена проблема формирования тестовых воздействий в испытательных системах электронной промышленности для проверки изделий электронной техники УВЧ диапазона. Показана сложность задач по установке амплитудных и временных параметров в многоканальных генераторах тест-сигнала. Решаются проблемы, связанные с многоканальной широкополосной генерацией сигналов и регулировкой частоты, с регулировкой длительности фронта, среза, длительности импульса и его положения во времени. Также решается задача сдвига сигналов относительно друг друга в различных каналах. Предложены способы построения высокоточных аналоговой и цифровой линии задержки пикосе-кундного диапазона. Показана возможность регулировки амплитудных параметров тест-сигнала.
Ключевые слова: диапазон УВЧ, тестовый сигнал, изделия электронной техники, многоканальность, точность.
I. Введение
В испытательных системах электронной промышленности формируется тестовое воздействие для электронных модулей в виде импульсной последовательности. Импульсы тест-сигнала должны быть синхронны с такто-
вым сигналом системы в УВЧ диапазоне, соответствовать тестовой логике и иметь заданные временные и амплитудные параметры. Для современных испытательных систем электронной промышленности необходима разрешающая способность по времени 0.1...10 пс, а погрешность синхронизации не более 10...30 пс на канал [1].
Традиционный метод формирования тест-сигнала, отличающийся структурной простотой и широко используемый в генераторных каналах, заключается в построении последовательной цепочки: цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) и управляемый буферный формирователь [2]. Разновидностью этого метода является переключение нагрузки или к источнику опорного напряжения, или к нулю (или к источнику двух опорных напряжений). С увеличением частоты формируемого сигнала возрастает степень сложности построения мультиплексора, ухудшается точность установки напряжения за счёт наличия паразитных реактивностей и паразитных связей.
Повсеместное применение способа полных наборов поконтактных ресурсов [3] позволяет решать проблему многоканальности путём тиражирования вследствие взаимной независимости каналов, но этот путь характеризуется аппаратной избыточностью и погрешностями из-за неидентичности наборов ресурсов в каналах. В [2] управление временными параметрами тест-сигнала осуществляется в четырех каналах. Значения дискрета 10 пс и погрешности 100 пс указывают на использование метода аналоговой интерполяции при задании временных параметров импульсов в частотном диапазоне. Выбор фаз для каждого из контактов исследуемого модуля осуществляется в главной тест-программе системы.
Плата синхронизации в [3] имеет разрешающую способность 10 пс (погрешность не известна) и во многом определяет уровень временных параметров системы. Плата позволяет получить сигнал, форма которого определяется тремя независимо задаваемыми фронтами. Отдельные перепады, заданные в пределах одного цикла тестового вектора, можно выборочно задерживать на время длительностью до четырех циклов.
В данном комплексе временные положения фронтов сигналов можно задавать независимо друг от друга с шагом 100 пс, и с таким же шагом можно варьировать длительность цикла. В пределах одного цикла можно задавать как фронт, так и положение стробимульса, используемого для оценки параметров электронного модуля («строб записи»). Отдельные фронты или целые сигналы можно сдвигать за пределы цикла, получая в одном цикле до шести фронтов. Их количество ограничено минимальной длительностью импульса, равной 5 нс, что определяется возможностью контактной электроники. Для каждого из контактов может быть выбрано 64 сигнала разной формы. Также предусмотрена возможность задания 126 наборов контактных сигналов и варьирование длительности циклов.
Малым дискретом временных задержек в пикосекундном диапазоне обладает устройство временной задержки на основе СКВИДа [4]. Двухконтактный СКВИД создает перепад тока, из которого формируется быстро нарастающий пилообразный сигнал, сравниваемый с регулируемым напряжением постоянного тока. Этим обеспечена задержка в диапазоне до 350 пс.
Для систем высокого быстродействия используется GaAs элементная база. Она позволяет получить малую длительность фронта тактового сигнала [5]. Так система «Logic Master XL 100+» имеет погрешность установки фронтов не более 100 пс [6], а строб записи устанавливается в любом месте цикла или в следующем.
Российские разработки громоздки в связи с низким уровнем элементной базы. Их основные параметры можно оценить следующим образом. Работая в диапазоне частот до одного гигагерца и имея четыре канала (кроме тактового), у них значение погрешности установки частоты до 3 %. Максимальная длительность выходных импульсов в диапазоне частот свыше 500 МГц не более половины периода сигнала, а при частотах менее 500 МГц не более четверти периода сигнала. При этом установка длительности импульса и шаг её установки, равный примерно 0.1 нс, имеют погрешность порядка 15 %. Момент начала работы регулируется только в одном канале из четырёх, причём в диапазоне до 6...10 нс с той же погрешностью порядка 15 %. Исходное временное рассогласование каналов достигает значения ± 150 пс («расфазировка»). Имеется выход для синхронизации внешнего устройства, привязанный к кодовой комбинации одного из каналов, с возможностью сдвига выходного сигнала относительно кодовой комбинации с шагом 16 разрядов. Паразитная модуляция временного сдвига между синхроимпульсом и кодовой комбинацией более 50 пс.
В системе «Элекон-СФ» [7] блок синхронизации (БС) представляет собой программно-управляемое устройство, обеспечивающее тактирование и построение временной диаграммы работы системы исследуемой большой (сверхбольшой) интегральной схемы (БИС, СБИС). Он обеспечивает формирование нескольких импульсов с программируемыми длительностями и задержками относительно тактовых сигналов или относительно друг друга. Проведение функционально-параметрического контроля динамических параметров достигается перемещением стробимпульсов внутри такта и соответствующим изменением работы БС.
В четырёхканальном генераторе тест-последовательностей (ГТП) 13СИ-300-004 калибровочные импульсы, имея поддиапазоны частот следования (1000; 800; 500; 300; 100; 50; 10; 5; 1) МГц, имеют малый дискрет вре-
менного сдвига и малую погрешность установки среднего значения. Но случайная составляющая погрешности значительно превышает систематическую.
Другой подход к построению подсистемы синхронизации состоит в том, чтобы установить точность генератора системной синхронизации на некотором заданном уровне и подключить к нему, в качестве ведомых, несколько генераторов контактной синхронизации, имеющих более узкий диапазон изменения времени, но более высокую точность. При таком использовании системного генератора синхронизации в качестве грубого средства управления обеспечивается одинаковая точность задания временных параметров фронтов как миллисе-кундных, так и наносекундных сигналов. Фактические измерения выполняет блок измерения времени, позволяющий измерять задержки, длительности импульсов и их фронтов на контактах электронного модуля.
Если в такой системе предусмотрена независимая синхронизация сигналов для каждого из контактов исследуемого объекта, то она позволяет испытывать изделия с различными требованиями к синхронизации для разных контактов.
II. Постановка задачи
При генерации испытательных сигналов необходимо обеспечить тактирование системы и формирование временных диаграмм. Тактирование системы включает начальную привязку (фазировку) тактовых импульсов в каналах системы с помощью системного генератора синхронизации, а также формирование тактовых импульсов в каналах с использованием канальных генераторов синхронизации. Построение временных диаграмм системы выполняет следующие функции.
1. Формирование программно-управляемой задержки и длительности импульсов для управления работой драйверов.
2. Формирование задержки между тест-вектором и выходным воздействием, учитывающей внутреннюю задержку распространения сигнала в объекте исследования.
3. Формирование стробирующих сигналов для управления работой компараторов.
4. Формирование требуемой длительности импульсов для воздействия на объект.
Обзор источников информации показал, что задание временных параметров выполняется следующими основными способами.
1. Путём сравнения уровней сигналов генератора линейного напряжения (ГЛИН) и ЦАП.
2. За счёт использования процесса накопления заряда в ёмкости.
3. Путём управления электрической длиной линии задержки (ЛЗ).
4. За счёт дискретного управления комбинационными схемами на цифровых интегральных схемах.
5. С помощью дискретных фазовых генераторов.
В пятом способе фазовые методы используются только для построения отдельных структурных единиц системы. Способы 1...4 имеют погрешность установки временных параметров 0.005 т+ 3 нс [3].
Для работы в широкой полосе частот из генераторов импульсных сигналов с регулируемой частотой следования нужно выделить два метода. Первый метод - на основе генераторов с задержанной обратной связью [8] с мультиплексированием из двух каналов в один. В этом методе в качестве элементов задержки используются делители частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и электронно-управляемые схемы задержки с малым дискретом.
Второй метод заключается в том, что из исходной последовательности импульсов «выкусывается» заданное число импульсов по командам, поступающим из блока управления [9]. Далее последовательность импульсов управляет оконечным исполнительным элементом, формирующим сигнал с задаваемой частотой следования.
Рассматривая возможность регулировки длительности фронта и среза, нужно указать способ регулировки из [10]. На выходе каждого канала, формирующего тест-сигнал, устанавливается фильтр, а его настройка производится с помощью программы настройки фильтров. Известно, что длительность фронта Тф импульсов и определяемая им полоса частот связаны выражением А/~и 0.35/тф. То есть, изменение значения Тф от 100 пс (Лf = 3.5 ГГц) до значения 100 нс (Л[ = 3.5 МГц) потребует регулировать значение Л[ так, чтобы в указанной полосе частот фильтр был нагружен на своё волновое сопротивление. В противном случае появится погрешность передачи амплитуды тест-сигнала.
Регулировка длительности фронта и среза в [11] выполняется способом перезаряда конденсатора регулируемым током. Длительность фронта тф (среза тс ) определяется выражением: тф = [(^ - U2)C]IЗ, где С - ёмкость конденсатора; Щ, U2 - уровни напряжения; ^ - ток заряда.
Линейная связь между управляющим кодом N и тф(с) достигается за счёт обеспечения обратно-пропорциональной зависимости выходного напряжения операционного усилителя ^У от N. Таким образом обеспечено цифровое программное управление величинами щСу При установке длительности фронта (среза) в диапазоне от 5 нс до 1 мс погрешность составляет 5 % (10 %).
Для регулировки временного положения импульсов в каналах, в испытательных системах часто используется задающий генератор с программируемой линией задержки, включённой в цепь обратной связи генератора. Счётчик ДПКД совместно с задающим генератором (ЗГ) обеспечивает формирование тактовых импульсов во частотном диапазоне. Недостаток такого способа состоит в том, что нестабильность параметров ЛЗ в температурном диапазоне и во времени приводит к погрешности ЛТ задания временного интервала Т: 8Т = ЛТ1Т = лг3/(Т0 + г3), где Т0 - начальное значение периода колебаний опорного генератора; тЗ и Лт3 - задержка в ЛЗ и её нестабильность.
Рассматривая задачу регулировки значений низкого и высокого уровней импульсов в генераторном канале, следует учесть, что в универсальных системах испытаний драйвер является единственным узлом, в котором наиболее полно отражаются различия параметров широкой номенклатуры исследуемых электронных модулей. Это диапазоны и точность установки статических и динамических параметров стимулирующих сигналов, а также необходимость обеспечить проведение испытаний объектов с шинной структурой. При задании стимулирующих воздействий только драйвер имеет непосредственный контакт с объектом испытаний. На входы драйвера поступают сигналы с логическими уровнями, а с выхода снимается большой набор сигналов для проведения испытаний конкретной номенклатуры объектов.
Сигналы, формируемые драйверами, должны соответствовать заданным уровням логических «0» или «1», а также времени переключения между этими уровнями. Драйвер должен работать в широкой полосе частот (единицы мегагерц - единицы гигагерц). Сигналы, формируемые драйвером, должны иметь возможность программирования длительности фронта и среза в нано- и субнаносекундном диапазоне.
Для проведения испытаний скоростных и сверхскоростных модулей драйвер должен иметь высокую нагрузочную способность, а также высокую скорость переключения программируемых высокого и низкого уровней напряжения. Для испытаний объектов с двунаправленными шинами каждый канал системы должен иметь режим отключения драйвера от вывода объекта испытаний (включение «третьего состояния») в реальном масштабе времени. Скорость включения и отключения должна соответствовать типу контролируемого электронного модуля.
В драйверах для формирования перепадов амплитуды широко используют токовый ключ. Такой формирователь позволяет получить высокую частоту смены уровней тест-сигнала при их фиксированном значении. Но смену уровня тест-сигнала нельзя осуществить и с высокой точностью, и за минимально возможное время [12].
В формирователях на основе токовых ключей используется метод задания приращения тока, пропорционального амплитуде тест-сигнала. Выходной сигнал выделяется на резисторе при протекании тока и равен нижнему или верхнему значению тест-импульса. Согласно [13], токовый ключ на транзисторах с предельной частотой усиления по току /а = 1500 МГц, позволяет получить импульсы с длительностью фронта и среза 250 пс при частоте сигнала 620 МГц, и регулировать амплитуду импульсов в диапазоне [0.5; 1.5] В.
Длительность фронта tф на выходе токового ключа определяется выражением: tф = ^^вх)112 при ^ < где ^х - длительность фронта входного сигнала; ^ - длительность фронта выходного сигнала ключа без учёта фронта входного импульса, причём ^ и [0,8 10(ЯГ + 2гБ)/имвх\(1/2п/а + ЯКСК), и здесь 10 - суммарный эмиттер-ный ток транзисторов ключа; ЯГ - внутреннее сопротивление источника сигнала; гБ - сопротивление базы транзистора; имвх - амплитуда входного импульса; ЯКСК - сопротивление и ёмкость нагрузки.
Тогда, для получения длительности tф = 100 пс при типовых параметрах сверхбыстродействующих биполярных транзисторов (10 = 10 мА; ЯГ = 50 Ом; гБ = 20 Ом; имвх = 1 В; ЯК = 50 Ом; СК = 2 пФ; Вх = 300 пс) необходимо иметь:
= t2ф = юо2-ю-;;= 17 ис; 1 п Чвх 2 - 300 -10
=1^ tпим вх 1 [0.8^+2гб) ККСк][ = 17-10;12-1 ч 50-28-10-12]! =-;.1-109 0.8-10-10 (50+2-20) 1
Отрицательное значение частоты говорит о невозможности использовать указанное решение для формирования сигнала с длительностями фронта и среза 100 пс. Также невозможны варианты:
- увеличение значения имвх в 3...5 раз, например, формирователями на диодах с накоплением заряда (ДНЗ), так как будут превышены предельно допустимые параметры входного транзистора;
- уменьшение коллекторного тока транзистора не обеспечит его усилительных параметров;
- уменьшение значений RГ и RК требует специальных линий связи с волновым сопротивлением менее 50 Ом и ставит в тяжёлые тепловой и электрический режимы активные элементы в источнике входного сигнала и формирователе;
- уменьшение значений гб и СК крайне сложно - это определяется уровнем развития электронной промышленности.
Можно сделать вывод, что идентичность каналов, минимизация числа согласуемых трактов и точность в на-но- и субнаносекундном диапазонах выполнимы при выносе драйвера в приконтактную электронику. При этом проявляется влияние каналов друг на друга, приводящее к нарушению временных соотношений между сигналами в каналах. В установке АМЦ-1134 влияние электрических и электромагнитных связей приводит к «захвату» канала другим каналом при временном сдвиге в 1 нс и менее. Конструктивные меры позволяют опустить порог работоспособности до значений временного сдвига примерно 0.5 нс.
Рассматривая выходной сигнал канала как периодический с периодом T и представляя импульс функцией:
t — t Us (t) = UMS (1 — [ —0 Г) Т/2
где а > 0, UMS, т8, а - амплитуда, длительность и коэффициент формы импульса, получим разложение в ряд Фурье:
Т/2 U х 2U а г us(t) = MS [1 1/(а +1)] + Z{[ MS Гta—1sin(n®5t)dt}cos(n®5t), Q n= nxTs (т5 /2)а J0
где Q - скважность.
В табл. 1 дана оценка амплитуд гармоник в спектре импульса в зависимости от его параметров. Видно, что тест-импульс является сверхширокополосной помехой, защита от которой требует соблюдения правил электромагнитной совместимости, громоздка и невыполнима в приконтактной электронике. Воздействие помехи на соседние узлы приводит к смещению рабочих точек, уровней срабатывания и, как следствие, к нарушению функционирования или погрешностям. Точность установки параметров оказывается меньше потенциальной точности. Исходя из изложенного, на сегодняшний день равноправным решением данной задачи можно считать изготовление драйвера невыносным, с соблюдением требований электромагнитной совместимости, подачей сигналов на исследуемый модуль по сверхширокополосным линиям передачи.
ТАБЛИЦА 1
АМПЛИТУДЫ ГАРМОНИК В СПЕКТРЕ ТЕСТ-ИМПУЛЬСОВ
Параметры а Ab мкВ A3, мкВ A100, мкВ A1000, мкВ A5000, мкВ
импульса
TS = 1 нс 1 16,0 16,0 15,9 6,5 0,3
fS = 1 МГц 2 21,3 21,3 21,1 6,5 0,3
Ums = 16 мВ 6 27,4 27,4 27,4 4,0 0,7
Ums = 16 мВ 1 1,6 1,6 1,6 1,6 1,3
fs = 1 МГц 2 2,1 2,1 2,1 2,1 1,7
ts = 0,1 нс 6 2,2 2,7 2,7 2,7 2,0
ts = 1 нс 1 798,4 785,3 13,0
Ums=16 мВ 2 1064,0 1043,0 13,0 0,3 0,0
fS = 50 МГц 6 1370,0 1330,0 35,8 0,4 0,0
Ums = 1,024 В 1 1024,0 1023,0 1015,0 415,0 16,6
TS = 1 нс 2 1370,0 1365,0 1352,0 415,0 16,6
fs = 1 МГц 6 1760,0 1755,0 1733,0 256,0 45,2
Можно заключить, что в отечественных и зарубежных системах формирование тестового воздействия для исследуемых электронных модулей реализуется методами, не позволяющими перейти в УВЧ диапазон и получить с высокой точностью на входах объекта тест-сигналы с заданными параметрами.
Повышение быстродействия современных электронных модулей привело к необходимости существенного увеличения скорости функциональных тестов - до 1...1,5 ГГц [14]. Это определяет требования к ГТП по скоро-
сти формирования тест-последовательности. Испытательные системы появляются с некоторым опазданием по отношению к требованиям, предъявляемыми электронными модулями. Это обусловлено тем, что в испытательных системах возможно использовать только БИС и СБИС, прошедшие полный цикл испытаний на надёжность. Это изделия, доведённые до совершенства и принадлежащие к более старым поколениям.
Необходимо остановиться на решении, показанном в [15], где предложен иной способ формирования тест-сигнала и установки его амплитуды. Здесь используется гармонический сигнал в качестве опорного в формирователе тест-сигналов со стробоскопическим устройством выборки-хранения (УВХ). При этом сохраняется быстродействие и точность установки параметров тест-сигналов.
Необходимые быстродействующие узлы - это УВХ, компараторы, стробпреобразователи с обратной связью. У современных устройств выборки-хранения на основе арсенида галлия при времени хранения 1...2 мкс, спад вершины достигает 1 %, и при 10 мкс достигает значения 5...10 %. Точность хранения достигается за счёт стробоскопических УВХ на основе стробпреобразователей с обратной связью (СПОС). Зафиксировав на первом этапе номинальный уровень выходного напряжения, получаемый считыванием точно известного амплитудного значения гармонического сигнала, далее необходимое значение тест-сигнала задаётся путём фазового считывания.
Таким образом, для обеспечения требуемых технических характеристик ГТП - высокой скорости формирования тест-последовательности (ТП) и высокой точности установки параметров импульсов, а также увязывания сигналов во времени, в многоканальных системах, необходимо использовать специальные структурные методы построения.
III. Теория
1. Фазовый метод при формировании испытательных сигналов
Каждый способ формирования испытательных сигналов имеет свои преимущества и недостатки, и поэтому используется при испытаниях конкретных классов электронных модулей. Существуют как специализированные генераторы испытательных сигналов, так и универсальные программируемые генераторы тест -последовательностей, в которых имеется возможность выбора способа формирования тест-последовательности [16]. Так как способ построения ГТП должен обеспечить наиболее полное исследование объектов за приемлемое время, то необходим компромисс между аппаратной сложностью генератора и его функциональными возможностями.
Характеристики генератора системной синхронизации во многом определяют быстродействие и другие параметры всей системы. Для минимизации случайной составляющей суммарной погрешности установки амплитудных и временных параметров необходимо иметь опорный генератор (ОГ) системы, обладающий малым фазовым шумом. Все последующие узлы, блоки и устройства будут только добавлять свой шум. Критерием фазового шума может служить уровень малошумящих кварцевых генераторов: минус (120...150) дБ/Гц при отстройке от несущей на 1 кГц. Назначение функций подсистемы синхронизации показано в [1].
Неидентичность задержки сигналов в каналах должна устраняться путём коррекции. Необходимо выделить информацию о неидентичности каналов и ввести дополнительную задержку, запомнив её значение на рабочий промежуток времени. Для этого во время коррекции в память генератора тест-последовательности нужно загрузить команду на генерацию сигнала типа «меандр», а выходные сигналы драйверов синхро- и тест-каналов поступают на аналоговый перемножитель (фазовый детектор). Далее работает кольцо автоматической подстройки фазы (АПФ).
Компенсировать рассогласование каналов можно с помощью сверхскоростных счётчиков с предустановкой, для чего выделить число крупных временных дискретов. На долю АПФ остаётся отработка рассогласования значением менее 1 нс (рис. 1).
Точность привязки сигнала выходной тест-последовательности к импульсам тактового генератора является важной метрологической характеристикой ГТП. Точность характеризуется временем между моментом поступления тактового импульса на вход синхронизации ГТП и моментом появления на его выходе очередного бита тест-последовательности. Задержка очередного бита ТП относительно начала такта во время работы ГТП должна оставаться постоянной величиной. Это необходимо для обеспечения правильной работы других устройств, входящих в испытательную систему, в частности, форматтера кода и формирователя логических уровней. Постоянство значения задержки также необходимо для точного определения момента измерения параметров сигналов на выходах исследуемого электронного модуля.
Электронная управляемая линия задержки необходима для компенсации временной неидентичности при распространении сигналов в логических цепях в синтезаторе фаз, а также в регистрах и мультиплексорах. Тактовый сигнал для управления оконечным каскадом мультиплексора проходит через линию задержки, и за счёт этого достигается синхронизация тактового сигнала с сигналами на входе мультиплексора.
Такая синхронизация обеспечивает работоспособность генератора во всем диапазоне тактовых частот, так как задержки распространения в элементах схем при высоких тактовых частотах могут стать сравнимы с периодом сигнала на управляющем входе мультиплексора, и даже превышать его. Это приводит к сбою генерации на некоторых частотных интервалах и нарушению соотношения между внешними тактовыми импульсами и сигналом на выходе ГТП.
2. Построение генераторов испытательных сигналов
Для обеспечения универсальности ГТП, то есть возможности формирования ТП произвольного вида для испытаний объектов с нерегулярной логикой, необходимо использовать детерминированный метод. Так как устройство должно работать до очень высоких частот (1...1.5 ГГц), то необходимо использовать элементную базу, обладающую максимальным быстродействием. Наибольшим быстродействием из отечественных интегральных схем широкого применения обладают элементы ЭСЛ (например, серия 1500). Серия имеет широкий функциональный набор и время задержки распространения около 0.75 нс на вентиль.
Но максимальная тактовая частота, на которой надёжно работают устройства на основе триггеров и регистров серии 1500, не превышает 350 МГц. Поэтому в выходных каскадах и в устройстве синхронизации необходимо использовать элементы с предельным быстродействием (например, серии 6500), изготовленные по технологии буферизированной полевой логики (БПЛ) на арсенид-галлиевых транзисторах с барьером Шотки. Так как эти интегральные схемы имеют повышенную потребляемую мощность, необходимо минимизировать их количество в ГТП. Для минимизации необходимо применить способ мультиплексирования нескольких каналов в один.
Чтобы обеспечить частоту ТП равной 1 ГГц, требуется использовать мультиплексирование четырёх каналов. При этом максимальная тактовая частота в каждом из каналов может не превышать 250 МГц. На этой частоте устойчиво работают комбинационные и последовательностные элементы ЭСЛ [17]. Также сохраняется воз-
можность увеличения максимальной тактовой частоты ТП до 1600 МГц и выше при работе элементов ЭСЛ на предельных частотах 400...450 МГц.
Реализация ГТП с тактовой частотой выше 1 ГГц на дискретных элементах существенно осложняется [18]. Выходные узлы таких ГТП необходимо изготавливать в интегральном исполнении на основе базовых матричных кристаллов или заказных БИС быстродействующих ЭСЛ или БПЛ серий. Интегральная технология позволяет устранить или существенно уменьшить ёмкости монтажа, наводки на проводники линий связи, рассогласование волновых сопротивлений и др. Такие факторы оказывают определяющее отрицательное влияние в диапазоне УВЧ на работоспособность схем, собранных на дискретных элементах.
Таким образом, для формирования ТП следует использовать метод выборки из ОЗУ с преобразованием параллельного кода в последовательный. Для получения высокой частоты ТП необходимо применять мультиплексирование четырёх каналов в один. Схема ГТП включает в себя следующие основные узлы (рис. 2.)
1. Многофазный генератор. Генератор синхронизируется внешними тактовыми импульсами подсистемы синхронизации фазового ядра испытательной системы и вырабатывает четыре тактовых сигнала, частота которых в четыре раза меньше, чем частота внешних синхроимпульсов. Эти четыре тактовых сигнала имеют постоянный фазовый сдвиг на 90О относительно друг друга и используются для синхронизации работы четырёх каналов ГТП.
2. ОЗУ1...ОЗУ4. Это память, в которую перед началом генерации ТП из управляющей ЭВМ загружается информация, в соответствии с которой происходит формирование тест-последовательности в процессе работы.
3. Сдвиговые регистры. Регистры выполняют функцию преобразования параллельного кода в последовательный.
4. Счётчик адреса. Адресный счётчик осуществляет перебор адресов ОЗУ.
Максимальная тактовая частота формирования ТП в каждом канале должна быть не более 250 МГц, чем определяется требование к рабочей частоте сдвиговых регистров.
Формулируя требования к параметрам используемого ОЗУ, получим следующее. Если длина ТП должна быть не менее 256 байт, то ёмкость ОЗУ в каждом из четырёх каналов не менее 256/4 = 64 бит. Время выборки из ОЗУ по адресному входу можно оценить по формуле: tАдР < М^п, где - это минимальный период следования тактовых импульсов, поступающих на вход синхронизации сдвигового регистра; п - число разрядов параллельного кода на выходе ОЗУ.
Рис. 2. Обобщённая структура ГТП
Микросхемы ОЗУ ЭСЛ имеют организацию шины данных по 1, 4, 8 и 16 бит. Приняв п = 4, получим: /М1.N = 4 нс, то есть, /МАХ = 250 МГц. Тогда время выборки из ОЗУ (АдР должно быть не менее 16 четырехразрядных слов, с временем выборки не более 16 нс (например, интегральные схемы 1500РУ073).
Для перебора всех 16-ти адресов ОЗУ необходим четырёхразрядный счётчик адреса. Для выполнения заданного количества циклов формирования ТП в структуре ГТП предусмотрен счётчик циклов, который представляет собой двоичный счётчик с предустановкой, работающий на вычитание. На его тактовый вход поступают импульсы окончания счёта со счётчика адреса. Когда содержимое счётчика уменьшится до нуля, формируется сигнал остановки ГТП.
Оценим требуемое быстродействие счётчика. При длине ТП, раной 256 бит и тактовой частоте формирования 1 ГГц, длительность цикла составит 256 нс. То есть, максимальная частота следования импульсов на входе счётчика будет около 4 МГц.
IV. Результаты экспериментов
В УВЧ диапазоне использована следующая методика коррекции. В каналах системы устанавливается вид сигнала типа «меандр» или гармонический. Выходные сигналы каналов поступают на широкополосный аналоговый перемножитель (фазовый детектор - ФД) и затем организуется кольцо автоматической подстройки фазы. Сигнал с выхода ФД преобразуется в цифровую форму и отрабатывается по кольцу автоподстройки. Коррекция оканчивается по вхождению в установившийся режим, а элемент памяти (последовательно включённый между аналого-цифровым преобразователем (АЦП) и ЦАП) запоминает значение сигнала коррекции. Следующая коррекция проводится или автоматически, или по желанию оператора.
Для введения кольца АПФ в режим регулирования использованы скоростные счётчики с предустановкой. Они же могут применяться при микропроцессорной автокоррекции, при введении дискретного сдвига между каналами, например, в 1 нс. На долю АПФ остаётся отработка рассогласования значением менее 1 нс. В качестве управляющего элемента использована электронно-управляемая временная задержка на основе диода с накоплением заряда (ДНЗ) (рис. 3).
По опорному генератору синхронизируются каналы системы, а также генератор с частотой 1 ГГц (с помощью ФАПЧ). Счётчик с предустановкой серии 6500 может работать как в режиме циклического счёта, так и разового. Широкополосный фазовый детектор - это аналоговый перемножитель на интегральной схеме МИС-15 (1...1000 МГц). АЦП и ЦАП элемента памяти канала не быстродействующие, серий 572 и 817. Нормированная статическая характеристика широкополосных ФД на интегральных схемах двубалансных аналоговых перемножителей МИС-15 и «Опал» имеет косинусоидальный характер.
С целью уменьшения значения и дискрета устанавливаемой задержки, увеличения точности и частотного диапазона, разработана цифровая синхронизируемая аналоговая ЛЗ, имеющая параметры: общая задержка 15 нс (возможно наращивание); погрешность установки значения задержки не более 20 пс. Данная цифровая аналоговая ЛЗ относится к «задержкам генераторов временных диаграмм», когда отсчёт задержки начинается по входному импульсу, а выходной фронт (сигнал) выдается спустя программируемый интервал времени. Возможно динамическое управление, когда можно задавать независимое значение задержки для каждого запуска.
В аналоговой ЛЗ по задерживаемому сигналу синхронизируется тактовый генератор, работающий в УВЧ диапазоне (1 ГГц) для получения спектрально чистого сигнала, что осуществляется фазовой автоподстройкой частоты с фиксированным (или переменным) делителем частоты в цепи обратной связи. Код задержки записывается в счётчик с предустановкой, охваченный диодно-резистивной схемой «И». Управляемый счётчиком вентиль разрешает прохождение на выход задерживаемого сигнала через программируемый интервал времени.
Период тактирующего сигнала, определяющего разрешающую способность, формируется системой им-пульсно-фазовой автоподстройки частоты с делением. По выходному сигналу с частотой единицы мегагерц, прошедшему через регулирующий фазовращатель, управляется подстраиваемый генератор системы ФАПЧ, с которой снимается тактирующий сигнал. Значение его частоты лежит в диапазоне 500...1000 МГц и определяется коэффициентом деления N ДПКД системы ФАПЧ. Этим задаётся величина крупного дискрета программируемой задержки (от 2 до 1 нс). Величина мелкого дискрета задается фазовым сдвигом, вносимым фазовращателем и определяется выражением: ^ = (ТТ/360^ (здесь ТТ - период тактового сигнала).
При экспериментальной проверке частота входного сигнала системы ИФАПЧ равнялась 128 МГц, частота сигнала на входе фазовращателя 2.56 МГц. Выходной сигнал имел частоту 1024 МГц, а минимальный вносимый фазовый сдвиг 0.1125О. При таких значениях крупный дискрет равен 976,5625 пс, малый дискрет равен 125 пс.
Перестраиваемый генератор (ПГ) системы ФАПЧ - это генератор гармонического сигнала с коэффициентом перестройки 2...2,3. Для формирования импульсного сигнала во всем диапазоне частот использован арсенид -галлиевый элемент серии 6500 с рабочей точкой в середине проходной характеристики. Применён счётчик с предустановкой типа 6500ИЕ4. Для обеспечения разового режима работы (кроме периодического), он охвачен обратной связью через диодно-резистивную схему «И». Использование диодов 3А529Б позволило работать на частоте 1150 МГц. Выходной вентиль на элементе серии 6500. В качестве импульсно-фазового детектора системы ИФАПЧ взята арсенид-галлиевая интегральная схема 041II1002 (кольцевой смеситель на основе ДБШ).
Суммарное значение систематической погрешности такой цифровой ЛЗ определяется степенью астатизма систем ИФАПЧ и ФАПЧ, погрешностью задания угла (не более 0,005О). Первая составляющая погрешности может быть определена экспериментально и устранена путём изменения устанавливаемого значения угла, а вторая имеет значение порядка 6 пс при /Т = 512 МГц, /О = 2,8 МГц.
Суммарное значение случайной погрешности определяется фазовыми шумами систем ИФАПЧ, ФАПЧ. Основной вес вносит фазовый шум ПГ системы ФАПЧ в связи с большим коэффициентом перестройки. Отношение спектральной плотности суммарной мощности одной боковой полосы шумов к полной мощности колебания при частоте сигнала 1 ГГц и полосе частот анализа 10...200 кГц равно минус 28 дБ, что даёт пиковое значение девиации фазы до двух градусов (или пиковое отклонение значения задержки от устанавливаемой до 6 пс).
Суммарная погрешность ЛЗ содержит составляющую погрешности из-за фактора «импульсная память» [19]. Задержка фронта сигнала меняется в зависимости от наличия других фронтов в недалеком прошлом, что ведет к сжатию коротких импульсов. Для арсенид-галлиевой элементной базы изменение длительности импульса связано с несимметричной передаточной характеристикой буферизованного вентиля в выходном формирователе. Оптимизация электрических схем и конструкции интегральных схем позволяет преодолеть проблемы их применения.
V. Обсуждение результатов
Оптимизация аналоговой ЛЗ путём изменения способа её реализации не даёт значимого эффекта при построении прецизионных задержек. Структуры на основе выбора пути использует пассивные линии передачи сигналов, цифровые логические вентили и RC-цепи задержек. Такое решение не позволяет построить прецизионную аналоговую ЛЗ в области УВЧ для фемто- и пикосекундных задержек.
Простой по структуре способ построения программируемой задержки - это применение ГЛИН в сочетании с компаратором. Здесь необходим высокоскоростной компаратор, например, К6401СА1. Он имеет задержку распространения сигнала 0.5 нс и диапазон частот 0...1.5 ГГц. Но факторы, определяющие суммарную погрешность такой аналоговой ЛЗ в диапазоне УВЧ и пикосекундном диапазоне, ограничивают частотный диапазон, а суммарная погрешность неприемлемо велика. К этим факторам относятся линейность ГЛИН и нестабильность момента его запуска в сочетании с требованием работать в широком частотном диапазоне.
Аналоговую ЛЗ можно строить путём регулирования тока заряда конденсатора или изменения ёмкости полупроводникового перехода [19]. Но в этом случае передаточная функция сильно нелинейна в УВЧ диапазоне. Регулирование времени заряда ёмкости С постоянным током 1З между двумя уровнями ограничения и1 и и2 остаётся связанным обратно пропорциональной зависимостью между ёмкостью и длительностью заряда согласно формулы т= (и1 - и2)С/1З.
Реализация временной задержки путём цифрового программного управления по методу «код - параметр» имеет погрешность 5...10 % в диапазоне от 5 нс до 1 мс. В [20] описано устройство, имеющее дискретность задержки 0.1 нс в диапазоне 0...7 нс при частоте входных импульсов не менее 700 МГц с погрешностью порядка 30...50 пс. Малые значения задержек создаются электрически управляемой спиральной ЛЗ, к каждому витку которой подключен варикап 3А610Б. Управление выполняется с помощью ЦАП. Погрешность установки, в зависимости от значения задержки, лежит в интервале (50; 0,7) %. При этом накладываются ограничения на частоту входного сигнала.
Сравнивая такое решение с описанным выше фазовым методом для формирования испытательных сигналов, можно утверждать, что способ спиральной ЛЗ проигрывает и в широкополосности, и в точности. Фазовый метод, обеспечивая синхронизм с точностью до 0.1 градуса при частоте 1000 МГц, имеет погрешность установки среднего значения задержки не более 0.3 пс. Также нет выигрыша в случайной составляющей суммарной погрешности. Кроме того, не отрабатывается воздействие дестабилизирующих факторов.
Реализация временной задержки по способу «задержка пути», когда длина пути изменяется дискретными шагами с помощью электронного подключения различных конденсаторов постоянной ёмкости к времязадаю-щему узлу [19], или микрополосковых линий задержки [20] имеет схожие недостатки по ширине частотного диапазона и точности.
В то же время описанное выше в третьем разделе построение ЛЗ является открытым для управления тактовым генератором по фазе и позволяет увеличить разрешающую способность задержки до 10...100 пс и менее (мелкий дискрет) при возможности широкой вариации значением крупного дискрета (1...1000 нс).
VI. Выводы и заключение
Приведённый материал показывает возможность создания периодических и нерегулярных импульсных последовательностей в широких диапазонах частот и амплитуд в пикосекундном диапазоне с высокой точностью установки и регулирования параметров импульсов. Выходной сигнал формируется в уровнях, требующихся для исследуемого электронного модуля. Усложнение выходного формирователя путём введения в него варикапов позволяет сделать регулируемой длительность фронта (среза) импульса (в сторону увеличения).
Мультиплексирование данных из нескольких каналов в один показывает, что при такой конфигурации ОЗУ канала и обслуживании 4...8-ми каналов одним контроллером, реализуется непрерывная ТП в УВЧ диапазоне без перезагрузки. Это позволяет иметь ТП большой длины при небольшой ёмкости памяти канала. Такая конфигурация ГТП - это компромисс между требованием большого ОЗУ для формирования длинных ТП и быстрой перезагрузкой канала, не приводящей к перерывам в генерации.
При практической реализации существенное влияние на нестабильность параметров выходных сигналов блоков с ФАПЧ оказывает паразитное прохождение сигналов, присутствующих на входах мультиплексоров. Это приводит к деформации фронта (среза) выходного сигнала синтезатора частот. Вносимое изменение временного положения выходного сигнала синтезатора легко учесть при автокалибровке, так как данное изменение на фиксированной частоте постоянно благодаря построению синтезатора на основе когерентного синтеза. Использование специальных мер при трассировке плат синтезаторов позволяет снизить уровни паразитного прохождения входных сигналов и уменьшить пиковое значение смещения момента появления выходного импульса до значения 5...8 пс. Экспериментально полученное суммарное среднеквадратичное значение временного шума выходного сигнала синтезатора не более 7 пс при частоте 1 ГГц.
Результаты, полученные в ходе работы, показывают возможность создания генераторных каналов испытательных систем с высокими техническими и эксплуатационными параметрами, позволяющими проводить параметрические измерения и функциональный контроль электронных модулей в УВЧ диапазоне. Технические решения позволят создать элементную базу для комплектации блоков электроники выводов.
Список литературы
1. Nikonov A. V. Analysis of Architectures of Control Equip-ment Designed For Testing Ultra-High-Speed Integrated Circuits // 2014 Dynamics of Systems, Mechanisms and Machines (Dynamics). DOI: 10.1109/Dynamics.2014.7005687.
2. Новеллино Д. Быстродействующий генератор тестовых последовательностей // Электроника. 1991. № 1112. С. 46-53.
3. Свон Р., Макминн Ч. Универсальный комплекс для испытания СБИС с полными независимыми покон-тактными наборами ресурсов // Электроника. 1983. № 18. С. 25-34.
4. Harris R. E., Wolf P., Moore D. F. Electctronically Adjust able delay for Josephson Technology // IEEE Electrton Device Letters. 1982. V. EDL-3, № 9. P. 261-263.
5. Nikonov A. V., Nikonova G. V. Functional and circuitry base of control equipment designed for testing large-scale integrated circuits // 2016 Dynamics of Systems, Mechanisms and Machines (Dynamics). DOI: 10.1109/Dynamics.2016.7819053.
6. Новеллино Д. Быстродействующий тестер для испытания приборов различных типов // Электроника. 1990. № 11. С. 63.
7. Эйдукас Д. Ю., Орлов Б. В., Попель Л. М. [и др.]. Измерение параметров цифровых интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1982. 386 с.
8. А. с. 0031706 ЕР, МКИ G 01 К 31/28. Способ и система испытаний полупроводниковых ЗУ / Fujitsu Zimited. JP 182455/79; опубл. 08.07.81.
9. Симон С. Х., Гришаев В. В. Устройства мелкодискретного задания фазовых сдвигов ВЧ сигналов // Проблемы метрологического обеспечения научных исследований и учебного процесса в вузах: тез. докл Всесоюз. науч.-техн. конф., 24-26 апр. Л., 1984. С. 175-177.
10. Бондаревский А. С., Горбунов Б. Б., Зеленин В. А., Остапенко А. А. Использование многоканальных генераторов импульсных сигналов в системе для контроля и измерения динамических параметров многовыводных БИС // Генерирование, формирование и применение импульсных сигналов: тез. докл. IV Республ. науч.-техн. конф. Вильнюс. 1987. С. 165-166.
11. Колпиков В. А., Лепин Е. А. Экспериментальные исследования скоростного драйвера // Техника средств связи. Сер. РИТ. 1991. Вып. 3. С. 85-94.
12. Заявка 03222 ЕР, МКИ G 01 R 31/28. Контрольное устройство / Сименс акциэн гэзельшафт. № Е 2951929; опубл. 27.07.81.
13. Мелешко Е. А. Наносекундная электроника в экспериментальной технике. М.: Энергоатомиздат, 1987. 216 с.
14. Совиньский А. Перспективы развития систем контроля микроэлектроники // Prace PIE. 1987. № 103. С. 5-19.
15. Никонов А. В., Никонова Г. В. Формирование сверхширокополосных сигналов с управляемой формой // Научное приборостроение. 2013. № 3. С. 105-113.
16. Бузовский О. В., Вилинский Ю. С., Наконечный А. А. Программируемые генераторы испытательных последовательностей для систем контроля и диагностики цифровой аппаратуры // Управляющие системы и машины. 1988. № 6. С. 17-23.
17. Дьяков В. П., Могилин В. И., Смердов В. Ю. Исследование и применение быстродействующих ЭСЛ микросхем // Генерирование, формирование и применение импульсных сигналов: тез. докл. IV Республ. науч. -техн. конф. Вильнюс, 1987. С. 20-21.
18. Никонов А. В., Попов Н. А. Формирование тестов для объектов с нерегулярной логикой // Российское НТО радиотехники, электроники и связи им. А. С. Попова : 49 Научная сессия, посвященная дню радио: тез докл. М., 1994. С. 53-54.
19. Фелдман Р., Роски Д. Систематизированный подход к реализации программируемых задержек // Электроника. 1991. № 11-12. С. 46-53.
20. Глинченко А. С. Методы синтеза и измерения параметров гармонических сигналов в режиме когерентной выборки // Спутниковые системы связи и навигации: тр. Междунар. науч. конф. / ИПЦ КГТУ. Красноярск, 1997. Т. 3. С. 304-310.
УДК 621.376.6
СПОСОБ ОЦЕНКИ ЧАСТОТЫ НЕСУЩЕЙ И ВРЕМЕНИ ПРИХОДА СИГНАЛА ПО ЛЧМ-ПОДОБНОЙ ФАЗОКОДИРОВАННОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ
П. И. Пузырёв, С. А. Завьялов
Омский государственный технический университет, г. Омск, Россия
DOI: 10.25206/2310-9793-2017-5-4-259-264
Аннотация - В работе рассматривается способ оценки частоты несущей и времени прихода сигнала по ЛЧМ-подобной фазокодированной последовательности. Разработанный способ оценки частоты несущей и времени прихода сигнала пригоден для первичной синхронизации при обнаружении сигнала в модемах с фазовой и частотной модуляцией. Данный способ обладает меньшей вычислительной сложно-
