Формирователи импульсов напряжения типа меандр Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

ИЗВЕСТИЯ ТОМСКОГО ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ И ОРДЕНА ТРУДОВОГО КРАСНОГО ЗНАМЕНИ ПОЛИТЕХНИЧЕСКОГО ИНСТИТУТА

имени С. М. Кирова

Том 298 1974

УДК 621.374.2

ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ НАПРЯЖЕНИЯ

ТИПА МЕАНДР

Г. И. ЗАИДМАН (Представлена научным семинаром кафедры радиотехники)

В статье приведены четыре схемы формирователей импульсов напряжения типа меандр на основе метода биполярной коммутации резистора нагрузки. Рассмотрены причины, обусловливающие нестабильность выходного напряжения формирователей. Даны выражения для определения амплитудного значения напряжения при калибровке формирователей на постоянном токе.

Иллюстраций 7, библиографий 6.

Для калибровок электронных вольтметров, во встроенных поверочных устройствах и т. д. находят применение и перспективны источники прямоугольного напряжения, обладающие П-образной формой (напряжение меандра). При П-образной форме все три значения напряжения: амплитудное, действующее и среднее равны [1]. Такое образцовое напряжение можно получить при помощи калибратора. Основой калибратора прямоугольного напряжения является формирователь, определяющий его метрологические характеристики и служащий в измерителе амплитуд [2] образцовым источником.

Известно несколько методов формирования напряжения меандра, каждый из которых характеризуется рядом достоинств. Данная статья посвящена формирователям импульсов напряжения типа меандр на основе метода биполярной коммутации резистора нагрузки [3, 4, 5], позволяющим, по сравнению с формирователями аналогичного назначения, но без биполярной коммутации резистора нагрузки, вдвое увеличить коэффициент использования напряжения источника постоянного тока, уменьшить в коэффициент стабилизации раз нестабильность ключевых элементов в замкнутом состоянии [3, 4], увеличить коэффициент стабилизации [4] и коэффициент полезного действия [4, 5].

Рассмотрим функциональную схему формирователя импульсов с коммутацией резистора нагрузки в диагонали мостовой схемы с транзисторными ключами и линейными резисторами в плечах моста [3]. Такая мостовая схема совместно с формирователем импульсов приведена на рис. 1. Формирователь содержит мультивибратор М, триггер, ключевую схему на транзисторах Т1 и Т2, к коллекторам которых подключены температурно-скомпенсированные стабилитроны Дь Д2, резистор нагрузки и линейные балластные резисторы и образующие диодный стабилизатор напряжения. Последний определяет, главным образом, метрологические характеристики формирователя импульсов [3].

Нестабильность выходного напряжения стабилизатора (рис. 1) определяется как нестабильностью его элементов, так и нестабильностью

входного напряжения. Определим требования к элементам диодного стабилизатора напряжения. Для этого установим связь между коэффициентом стабилизации диодного стабилизатора напряжения и значениями его элементов. Коэффициент стабилизации диодного стабилизатора

Рис. 1

напряжения (рис. 1) через относительные изменения напряжения можно записать следующим образом:

1 + /?б +

WJV вх

A b nuv /Vm.t*

1 + R6:Ru + fl:

(l)

Здесь /?б — сопротивление балластного резистора, /^ — динамическое сопротивление стабилитрона, /?ст — статическое сопротивление стабилитрона. Обозначим Д^вк'^вх^А, Д£/вых/£/вых = В, следовательно, В = А/К,

или dВ = d dА = 0, имее.

А К (dA — A'KdK)

К

К:

¿В/В

Полагая, что А = const, тогда

¿К/К.

(2)

Выразим относительное изменение коэффициента стабилизации через относительную нестабильность элементов стабилизатора. При постоянной температуре окружающей среды коэффициент стабилизации К является функцией четырех величин К =/(/?„, /?б> Яст,

дК дК ак дк'

Определив значения частных производных -, -, -, -,

<3/?6 д!?ст д <?/?„ подставив их значения в (1) и учитывая, что получим

dB В

(1 + ReiR. + RoiRi) (1+Яб/Яп + ^ст)

/?б А/? ст

R,

+ (1 +R6/Ra-t R6/R„)

- (1 + R*IRи + RiiR„)

R,

Rc

Щ

+

Rс

Rl

R„

(2a)

Я/

Из соотношения (2а) следует, что вклад в нестабильность относительного изменения выходного напряжения вносят нестабильности балласт-96

ного резистора и резистора нагрузки, а также нестабильности статического и динамического сопротивлений стабилитрона. В частном

случае, когда /?б=/?н, влияние их нестабильности на эквивалентно.

К

Следовательно, требования по стабильности к резистору нагрузки должны быть такими же, как и к балластному резистору. При Я6 = Яст,

= , > Яс изменение Л/ оказывает более сильное влия-

/?сг

АК

ние на - нежели изменение /?ст стабилитрона. Суммарная неста-

К

бильность #ст, стабилитрона определяется технологией его изготовления и для лучших отечественных образцов типа КС 194 составляет 2,5-10"2% за 2000 часов.

Аналитически оценим, каков предельный К диодного стабилизатора, если изменять величины сопротивлений и Полагая, что >оо из уравнения (1)

Я6 = (3)

/?ст — к/г,

Из выражения (3) видно, что при К= сопротивление балластного

Я/

резистора стремится к бесконечно большой величине. Таким образом, отношение статического сопротивления стабилитрона к динамическому

— расчетное о Ухслерипсмтвл* "ос

0.4"

в заданной рабочей точке определяет предельное значение коэффициента стабилизации диодного стабилизатора напряжения в режиме холостого хода.

Для конечного значения на рис. 2 приведены зависимости К от отношения Я61ЯЭКВ для трех случаев: 1) >/?ст (кривая 1),

7. Заказ 5063. 97

2) /?„ = #ст (кривая 2), 3) Ян

/?ст (кривая 3), где /?экв = /?н ¡1 Л?ст.

Как видно из рис. 3, для кривых 2, 3 значение сопротивления балластного резистора при заданном резисторе нагрузки следует выби-

рать из условия —— =1-г-1,5, так как при больших отношениях

■^экв

приращение коэффициента стабилизации уменьшается, а рассеиваемая на нем мощность возрастает, что снижает коэффициент полезного действия стабилизатора.

Предельная частота Переключения формирователя [31 ограничивается, главным образом, частотой диодного стабилизатора, которая лимитирована минимальной длительностью импульса выходного напряжения ¿и = 5 = ¿н + Здесь tc -соответственно времена на растания и спада импульса. 2,в •

Задача расчета переходного процесса включения температурно-скомпен-сированного стабилитрона в схеме диодного стабилизатора напряжения (рис. Г) сводится к нахождению времени установления стационарного значения амплитуды в процессе заряда

емкости стабилитрона, по- ~ о 2 * 6 * ю скольку время переключения собственно стабилитро- Рис. 3 на составляет 2,5-^80 псек.

Решение данной задачи можно разбить на два этапа. Первый этап описывает длительность процесса установления напряжения на стабилитроне при включении его из

2,2

образец /У 7 образец /V п

ЛЯ

Тс, се*

д — оХра^ец N7

о - образец

Рис. 4

нейтрального состояния до напряжения пробоя [6], а второй этап — на ветви стабилизации. При решении задачи на втором этапе экспериментально определялась зависимость емкости (рис. 3) и динамического сопротивления от тока стабилизации /ст и строилась зависимость тс=/(/ст) (рис.4). Здесь тс = Сэкв Я/, где Сжв—значение эквивалент-¿ст. *** ной емкости стабилитрона. Из рис. 4 видно, что при

ст >3 ма изменение тс

незначительно, что позволяет использовать усредненное значение. В этом случае изменение напряжения на стабилитроне со временем при подаче на вход стабилизатора однополярного импульса определяется соотношениями:

£/(/> = £/„( 1

(4)

для нарастания, (5)

для спада, где ¿Уст — падение напряжения на ветви стабилизации стабилитрона в пределах усредненного значения тс. :

Расчет переходного процесса нарастания напряжения для системы стабилитронов (рис. 1) аналогичен расчету переходного процесса нарастания напряжения на одном стабилитроне, поскольку значение емкости обратносмещенного стабилитрона (см. рис. 1) [6] примерно на три порядка меньше по сравнению с его эквивалентной емкостью в режиме стабилизации (рис. 3). Длительность переходного процесса выключения стабилитронов на стабилизирующем участке их вольт-амперной характеристики можно определить из уравнения

*Са = ^с 1п

2Е,

и,

(6)

I 2ЕСТ!

где Е ст — значение напряжения стабилизации стабилитрона.

Из сопоставления (6), (8), (12), (14) работы [6] и (4), (5) следует, что доминирующими являются длительности переходных процессов на стабилизирующем участке вольт-амперной характеристики тем-пературно-скомпенсированных стабилитронов.

Анализ (1) показывает, что относительное изменение выходного напряжения при заданной нестабильности входного определяется коэффициентом стабилизации К. Особенно увеличение К желательно в случае большой нестабильности напряжения источника питания формирователя [3]. Однако рассмотренные выше диодные стабилизаторы напряжения с линейным балластным резистором не могут обеспечить К больше 50. В этом случае перспективными, с точки зрения увеличения коэффициента стабилизации, являются схемы диодных стабилизаторов с нелинейным балластным резистором. Техническая реализация такого стабилизатора [5] приведена на рис. 5 и представляет соединение ста-

Рис. 5

билизатора тока со стабилитроном. Коэффициент стабилизации стабилизатора напряжения определяется соотношением

| ^б ДИН | Яб.дин

Ян ) (7)

к =

1

Яб,

Дб.

где Яб.дин ~ динамическое сопротивление балластного двухполюсника;, ^б.ст — статическое сопротивление балластного двухполюсника.

Исследуем эффективность увеличения коэффициента стабилизации такого диодного стабилизатора напряжения по сравнению с аналогичным диодным стабилизатором, но с линейным балластным резистором. Взяв отношение коэффициентов стабилизации (7) и (1), полагая величину входного напряжения стабилизаторов одинаковой, а также иден-

тичность их параметров при оо и —- >1, = Яб.ст, получим

(8)

Аб.ст

где XI—эффективность увеличения коэффициента стабилизации напряжения диодного стабилизатора с нелинейным балластным резистором, рабочий ток которого слабо зависит от приложенного напряжения. С учетом резистора нагрузки эффективность увеличения коэффициента стабилизации равна

14

Ri • (9)

1 + — +

Ri

Из (8) и (9) следует, что эффективность увеличения коэффициента стабилизации возрастает с ростом динамического и уменьшением статического сопротивлений нелинейного балластного двухполюсника. Применение нелинейного двухполюсника в качестве балластного резистора позволяет увеличить коэффициент стабилизации и коэффициент полезного действия. Однако при этом возрастает и нестабильность выходно-ного напряжения из-за нестабильности балластного двухполюсника. Когда к стабильности выходного напряжения предъявляются высокие требования, такую ступень целесообразно использовать в качестве входной для двухступенчатого диодного стабилизатора. В этом случае «грубая» стабилизация осуществляется диодным стабилизатором напряжения с нелинейным балластным двухполюсником. Нестабильность двухполюсника устраняется диодным стабилизатором напряжения с линейным балластным резистором, включенным на его выходе.

Рассмотрим последовательность определения амплитудного значения напряжения формирователей [3, 4] при калибровке их на постоянном токе. Изменение напряжения стабилизации стабилитрона в импульсном режиме работы обусловлено вариацией температуры его переходов. Величина приращения температуры скомпенсированного стабилитрона зависит от изменения мощности, рассеиваемой на его р—п переходах, и температуры окружающей среды. С учетом переходных .процессов в импульсном режиме работы стабилитронов амплитудное значение напряжения стабилизации равно

Е*т = UQ - Р0(1 — G/Q) /?тсас ± <zç д t\ (Ю)

где U0 — значение напряжения стабилизации, измеренное на постоянном токе при комнатной температуре; Р0 — мощность, рассеиваемая на

р

стабилитроне на постоянном токе при комнатной температуре; G = —;

Pi — мощность в импульсе, рассеиваемая на стабилитроне с учетом его переходных процессов нарастания и спада напряжения; Р2 — мощность в импульсе, рассеиваемая на стабилитроне без учета его переходных процессов нарастания и спада напряжения; Q — скважность прямоугольных импульсов напряжения; RTC —суммарное значение теплового ■сопротивления стабилитрона ас —температурный коэффициент напряжения стабилизации стабилитрона; Д/° — —t^ — изменение темпера-|00

туры окружающей среды (при этом знак плюс перед выражением ас берется при повышении температуры, а знак минус — при понижении); ¿1 — комнатная температура, при которой измеряется £/0; ¿2—температура окружающей среды, в которой работает стабилитрон. Соотношение (10) справедливо для установившегося режима работы формирователей [3, 4] при (и -Ст, где т — постоянная времени установления напряжения на стабилитроне .

Измерению значения Е ст сопутствуют две систематические относительные погрешности т)ь т]2.

Погрешность т\1 обусловлена изменением остаточного напряжения транзисторного ключа при вариации его температуры

=

КЕ*

(11)

где ат —температурный коэффициент напряжения транзисторного ключа; Д£? — увеличение температуры транзисторного ключа при переходе формирователя из статического в динамический режим работы.

Погрешность % вызвана приращением теплового тока закрытого транзисторного ключа Д/т и обратного тока температурно-скомпенси-рованного стабилитрона Д/с в динамическом режиме работы формирователя

(А/т + А'с)

•Л

(12)

Несмотря на ряд существенных достоинств формирователей напряжения [3, 4], им свойственны недостатки:

— несколько повышенное выходное сопротивление, определяемое динамическим сопротивлением применяемых стабилитронов;

— дробность зыходного напряжения из-за разброса напряжения стабилизации стабилитронов;

■— ограниченный диапазон напряжения стабилизации вследствие отсутствия широкой номенклатуры стабилитронов.

Перечисленные недостатки в значительной мере устраняются при применении формирователей на основе триггерных ключевых схем. Одна из функциональных схем такого типа формирователей приведена на рис. 6 [5]. Как видно из рис. 6, импульсы мультивибратора М, диф-

Рис. 6

ференцируясь, запускают высокочастотный триггер Т, работающий в счетном режиме и используемый для управления транзисторной ключевой схемы.

Амплитудное значение выходного напряжения формирователя [о]

ЕФ = ЕК- £/Т1-£/т,, (13)

где Ек —напряжение источника питания формирователя; II п , ит2— остаточные напряжения транзисторов р-п-р и п-р-п типов. При измерении амплитуды импульсного напряжения следует учитывать систематические погрешности т]3, т]4.

Составляющая т]3 обусловлена изменением остаточных напряжений транзисторных ключей типа р-п-р и п-р-п в динамическом режиме работы формирователя

Ъ =

(14)

'ф

где аТ(, аТа — температурные коэффициенты напряжения транзисторных ключей в насыщенном состоянии соответственно р-п-р и п-р-п типов; Д/Т1, — увеличение температуры транзисторных ключей соответственно р-п-р и п-р-п типов в динамическом режиме работы формирователя.

Появление составляющей погрешности т]4 вызвано увеличением обратных токов закрытых транзисторных ключей р-п-р и п-р-п типов при переходе формирователя ^

из статического в динамический режим работы из-за увеличения рассеиваемой на них мощности

Д/Т, + Ят2 Д/т, = —1——5—-

(15)

-Ф

Рис. 7

где /?Т( , /?Т2 — сопротивления транзисторных ключей в насыщенном состоянии соответственно р-п-р и п-р-п типов; Д/Т( , Д/Ха — приращения тепловых токов транзисторных ключей р-п-р И П-Г)-П типов.

Формирователь [5] можно упростить (рис. 7). Такая ключевая схема запускается продифференцированными импульсами от источника

ипс.

В заключение отметим, что на базе рассмотренных формирователей можно создавать компактные, экономичные, обладающие высокими метрологическими характеристиками, образцовые источники прямоугольного напряжения.

ЛИТЕРАТУРА

1. Р. А. В а л и т о в. Радиотехнические измерения. «Советское радио», 1963.

2. М. С. Р о й т м а н, Г. И. За й д м а н. Способ измерения амплитудного значения переменного напряжения. Авторское свидетельство № 310187, бюллетень изобретений № 23, 1971.

3. Г. И. 3 а й д м а н. Формирователь прямоугольных импульсов. Авторское свидетельство № 303720, бюллетень изобретений, № 16, 1971.

4. Г. И. 3 а й д м а н. Формирователь прямоугольных импульсов. Авторское свидетельство № 320032, бюллетень изобретений № 33, 1971.

5. Г, И. Зайдман. Формирователь импульсов. Авторское свидетельство № 403041, бюллетень изобретений № 42, 1973.

6. Г. И. Зайдман, С. А. 3 а й д м а н. Переходные процессы в температурно-скомпенсированных стабилитронах. Известия вузов СССР, «Приборостроение», т. 15, 1972, № 2.