CC BY
10ФИЗИКО-ТЕХНИЧЕСКИЕ АСПЕКТЫ ВЫБОРА ОПТИМАЛЬНОГО АЛГОРИТМА ПОВЕРКИ ФАЗОИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ АППАРАТУРЫ
Григорьян Л.Р., Григорьян Р. Л.
ФГБОУ ВО «Кубанский государственный университет», г. Краснодар
Аннотация
В статье приведены результаты выбора оптимального алгоритма поверки фазоизмерительной аппаратуры. Показано, что для получения предельной точности поверки фазоизмерительной аппаратуры необходимо обеспечить не только минимальную погрешность калибратора фазы, но и минимизировать фазовую погрешность доставки сигналов с выходов калибратора фазы до входов поверяемого прибора. Из проведенного анализа алгоритмов поверки следует, что наивысшую точность обеспечивает схема поверки с дополнительным измерительным прибором и развременной одноканальной схемой подключения входов поверяемого фазометра к входам дополнительного измерительно прибора. При рассмотрении структуры дополнительного измерительного прибора предложено использовать гетеродинное преобразование частоты с последующим применением импульсного квантования временных интервалов, пропорциональных искомому сдвигу фаз и периоду исследуемых сигналов.
Введение. В работе [1] на основе структурного физико-технического анализа выявлены основные факторы, определяющие предельную точность фазоизмерительной аппаратуры и способы достижения ее предельно-минимальных значений. В свою очередь, доказательством успешного решения данной задачи может быть подтверждено только при адекватных инструментальных способах поверки метрологических параметров фазоизмерительной аппаратуры. В частности, точность фазозадающего устройства должна, как минимум, соответствовать точности поверяемого
фазоизмерителя.
Вот почему поиск оптимальных алгоритмов поверки фазоизмертиельной аппаратуры представляется как актуальным, так и необходимым с учетом актуальности практического применения фазовых методов в физико-технических предложениях [2].
Систематизация составляющих фазовой погрешности. Проведенное в работе [1] исследование позволило выявить основные факторы определяющие предельную точность поверки фазоизмерительной аппаратуры. При этом показано, что погрешности задаваемого фазового сдвига на входе контролируемого прибора имеют различную физико-техническую природу возникновения и условно могут быть разделены
на постоянные:
- Д^фк - погрешность задания фазового сдвига калибратора;
- Д^51 - погрешность, обусловленная разной электрической длиной каналов связи калибратор - аттенюатор;
- Д^р1 - погрешность обусловленная рассогласованием каналов связи калибратор - аттенюатор;
- Дфза - погрешность, обусловленная разной электрической длиной каналов ослабления аттенюатора;
- Д^ра - погрешность, обусловленная рассогласованием тракта передачи сигнала со входа на выход в аттенюаторе;
- Дфз2 - погрешность, обусловленная разной электрической длиной каналов связи аттенюатор - контролируемый прибор;
и переменные:
- Д^за - погрешность за счет паразитного влияния заземляющих цепей и наводок аттенюатора;
- Д^р2 - погрешность, обусловленная рассогласованием тракта аттенюатор - контролируемый прибор;
- Д^з2 - погрешность, обусловленная паразитными влияниями заземляющих цепей контролируемого прибора.
Влияние постоянных составляющих погрешностей (за исключением ) если поверка контролируемого прибора осуществляется по относительным приращениям фазового сдвига, может быть исключено калибровкой системы.
Переменные составляющие погрешности не могут быть исключены при калибровке системы и в общем случае определяют предельную точность задания фазового сдвига. Суммарное их влияние определяется
среднеквадратичным отклонением аф = + Д^2 + А^з22.
Значение аф характеризует предельную точность поверки фазоизмерительной аппаратуры. Ее минимизация возможна при обеспечении конструктивно-технологической идентичности каналов преобразования и передачи сигналов от калибратора фазы до контролируемого прибора, а также при использовании схемотехнических решений, на анализе которых целесообразно остановиться более подробно.
Это означает, что даже при использовании идеальных калибратора, аттенюатора и равных по длине каналов связи калибратор - аттенюатор и аттенюатор - контролируемый прибор, то есть, когда Д^фк = 0, Дф51 = 0, Дфрг = 0, Д^а = 0, Д^52 = 0 значение фазового сдвига на входе прибора определяется выражением Д^вх.п = + Д^3а + Д^р2 + Д^з2.
Таким образом, при поверке необходимо обеспечить не только минимальную погрешность калибратора фазы, но и минимизировать фазовую погрешность доставки сигналов с выходов калибратора фазы до входов поверяемого прибора. В идеальном случае для этого необходимо обеспечить задание фазового сдвига непосредственно на входах контролируемого прибора:
Д^АБ = Д^зад + Д^вх.п + Д^вх.к (1)
где Д^АБ - фазовый сдвиг на входе прибора; Д^зад - задаваемый фазовый сдвиг; Д^вхк - компенсирующий фазовый сдвиг.
Для обеспечения корректной поверки необходимо обеспечить
(Д^вх.п - Л^вх.к)
доп
(2)
где £доп - максимально допустимая погрешность прибора.
Рисунок 1 - Измерительная система с компенсирующей схемой поверки
фазоизмерителя
Практическая реализация поверки по алгоритму (1) предполагает наличие компаратора фазовых сдвигов и управляемого фазовращателя, включенного в один из каналов измерительной системы рис. 1. Точность поверки определяется погрешностью установки фазового сдвига калибратора. Вот почему, когда точность калибратора и объекта контроля соизмеримы, применение этого метода нецелесообразно. Более перспективным является применение дополнительного измерительного прибора, осуществляющего измерение значения фазового сдвига непосредственно на входе контролируемого прибора рис. 2. В этом случае точность поверки определяется параметрами дополнительного измерительного прибора (ДИП) и линией связи вход объекта контроля - вход ДИП. Общая погрешность линии связи и дополнительного устройства Д^дп не должны превышать ^/д допустимой погрешности объекта контроля,
то есть Д^дп + = Д^дп + (^51 - ^52) ^ Х/з Сдоп, где - фазовый набег в первом канале, - фазовый набег во втором канале.
Рисунок 2 - Измерительная система поверки фазоизмерителя с использованием дополнительного измерительного прибора
Фазовый набег в одном из каналов и разность фазовых набегов можно представить следующим образом:
^ = ^53 + + ^з3 (3)
= Д^5з + Д^рз + Д^зз (4)
где Д^53 - погрешность обусловленная разной электрической длиной каналов связи между входами контролируемого прибора и входами дополнительного измерительного устройства; Д^р3 - погрешность рассогласования каналов связи вход ОК - вход ДИП; Д^з3 - погрешность, обусловленная паразитным влиянием заземляющих цепей ДИП.
Из анализа выражения (4) следует, что составляющие аналогичны составляющим линиям связи выход аттенюатора - вход ОК. При этом, если обеспечить равенство = ^5з2 сравнительно просто, то обеспечить равенство = ^р32 и ^331 = ^332 гораздо сложнее. Если в первом случае достаточно только обеспечить равенство электрических длин каналов связи, то во втором случае, необходимо обеспечить также одинаковое влияние рассогласования линии по входу и выходу. В этом случае наибольшее влияние будет оказывать рассогласование входных емкостей ОК и входных емкостей дополнительного измерительного прибора. Наиболее сложно обеспечить равенство составляющих погрешностей Д^з3. В этом случае
наибольшее влияние оказывает рассогласование трактов по переходному сопротивлению общего провода при наличии наведенных паразитных токов, которые в общем случае могут быть произвольной величины. Минимизировать составляющие Д^з3 возможно, если обеспечить разновременную одноканальную схему подключения входов ОК ко входам дополнительного измерительного прибора. В этом случае Д^з3 = 0, составляющая Д^р3 также уменьшится, так как рассогласование линий будет только со стороны объекта контроля. Составляющая Д^з3, также уменьшается, так как определяется только разностью наведенных паразитных токов. Таким образом, разновременная обработка сигналов позволяет значительно уменьшить влияние линии связи. Вот почему целесообразно более детально рассмотреть погрешности непосредственно дополнительного измерительного прибора.
Выбор оптимального алгоритма поверки. В зависимости от частоты и амплитуды исследуемых сигналов и заданной точности измерения структура дополнительного измерительного прибора может быть реализована по различным алгоритмам, наиболее перспективными из которых являются:
- гетеродинное преобразование частоты с использованием смесителей с нелинейным коэффициентом передачи и фильтром нижних частот [3]. Это позволяет получить промежуточную частоту в пределах сотен герц, и как следствие значительно уменьшить погрешность дискретности и повысить разрешающую способность. Дальнейшее увеличение точности, возможно, получить за счет дальнейшего понижения промежуточной частоты при использовании время-импульсного квантования временных интервалов, пропорциональных искомому сдвигу фаз и периоду исследуемых сигналов. Сущность метода [4] рассмотрим на примере функциональной схемы рис. 3. Измерение производится следующим образом.
Рисунок 3 - Структурная схема фазового преобразователя с трансформацией
фазового сдвига
Входные сигналы с частотой /Вх формирователями 1 и 2 преобразуются во входные последовательности прямоугольных импульсов длительностью тъ т2 и периодом Твх = 1//Вх. Так как импульсы входных последовательностей одинаково привязаны к фазе исследуемых сигналов, то между ними сохраняется искомый фазовой сдвиг ^ с соответствующим ему временным сдвигом ^. Далее входные последовательности импульсов поступают на первые входы элементов совпадения 6, 7, а на вторые входы поступает последовательность сформированных импульсов от управляемого генератора с частотой /оп, близкой к частоте /вх. Длительность этих импульсов т.
Тогда, если длительность импульсов входных и опорной последовательностей удовлетворяет следующим условиям:
Т1,Т2,Т >
1?Вх 70п1
Т„
Т1,Т2,Т < ^
70,
Т1,Т2,Т < "0П
(5)
(6) (7)
то на выходах элементов совпадения образуются периодически следующие пакеты совпадений. Число импульсов в пакетах:
2
п1
^п2
Тх+ Т
1ДтГ
Т2+ Т |ДТ|
где
_ _1___^ _ /оп /вх
/вх /оп /оп/вх
(8) (9)
(10)
Временные диаграммы, поясняющие принцип действия фазового преобразователя с трансформацией фазового сдвига приведены на рис. 4.
Рисунок 4 - Временные диаграммы фазового преобразователя с трансформацией фазового сдвига
Фазовый сдвиг между входными сигналами равен
— ■ 360°.
^вх
(11)
В идеальном случае, когда на выходе селекторов 8, 9 формируются импульсы по середине пакетов совпадения, фазовый сдвиг определяется из выражения
^пр = ^ ■ 360°. (12)
пр
При этом, если Гпр < Гвх, то ^ = 360° — (^пр — 5тр), если Гпр > Гвх, то
пр тр
пр вх
9 = ^пр + 5тр, (13)
где 5тр - погрешность трансформации.
Рассмотрим пакеты совпадения. Их свойства таковы, что в зависимости от соотношения частот /оп и /вх первый импульс пакета соответствует началу одного из стартовых (стоповых) импульсов, а последний импульс пакета -концу одного из стартовых (стоповых) импульсов при /вх > /оп (при /вх < /оп - наоборот). Но в обоих случаях за время существования пакета центр каждого из импульсов пакета равномерно перемещается относительно центров, например, стоповых импульсов с шагом
_ т2 _ т2 _ |/оп~/вх| С\Л\
42 = ^п2 = Т2+Т /вх^/оп . ( )
Этот шаг называется разностно-периодическим квантом [4].
Таким образом, в рассматриваемом случае происходит равномерное квантование длительности стопового импульса с шагом квантования @2. От обычного квантования оно отличается тем, что происходит неявно, то есть не в одну реализацию стопового импульса, а в каждом периоде Гвх по одному кванту . В реальных реализациях метода происходит медленное нарастание амплитуды импульсов в начале пакета совпадений до достижения ими некоторого порогового уровня, с которого начинается медленное убывание амплитуды импульсов в конце пакета, когда они переходят тот же порог в обратном направлении.
При несимметрии реальных импульсов, участвующих в образовании пакета, нарушается симметрия самих пакетов совпадения. Кроме того, изменение длительности т1,т2,т приводит, как следует из (8, 9) к пропорциональному изменению количества импульсов в пакетах. В то же время период разностной частоты Гпр зависит только от значения /оп и /вх и их нестабильности. Следовательно, измерение и Гпр необходимо
проводить не по началам пакетов, а по их центрам. В этом случае даже существенная асимметрия импульсов или их укорочение, сильно сказывается на длительности пакетов, практически не влияет на точность измерения. На
точность выделения центров пакетов импульсов будет оказывать влияние только низкий уровень отношения сигнала - помеха в начале и в конце пакета совпадений.
Определим далее, методическую погрешность трансформации фазового сдвига в область низких частот. Из выражения (14) следует, что она полностью определяется шагом квантования Q и ее значение определяется из выражения
о
д-360
5кв=^ = ^-360°-/вх. (15)
-■вх
Подставляя в (15) значение Q из (14) и принимая для удобства = т2 = т получим
5кв=^1^°п-^вх1/вх-360о = ^пр-180о (16)
21 УвхУоп 7оп
где ¿Лр = 1/оп - /вх|.
Результаты расчета 5кв представлены в таблице 1. Таблица 1 - Результаты расчета а"ш.кв..
)ЦМГц) 0,001 0,002 0,01 0,02 0,1 0,2 1 2 10 20
0,1 0,018 0,009 1,810-3 9-10"4 1,810-3 910-5 1,810-5 9-10-6 1,8-10-6 9-10-7
1 0,18 0,09 1,810-2 910-3 1,810-3 9-10"4 1,810-4 9-10-5 1,8-10-5 9-10-6
10 1,8 0,9 1,810-1 910-2 1,810-3 910-3 1,8-10-3 9-10"4 1,8-10-4 9-10-5
100 18 9 1,8 910-1 1,810-3 910-2 1,8-10-2 9-10-3 1,8-10-3 9-10"4
1000 180 90 18 9 1,8 910-1 1,8-10-1 9-10-2 1,8-10-2 9-10-3
Для иллюстрации расчетов на рис. 5 приведены графики зависимости 5кв(^/вх) при различных ^р.
сгт.кв.*10"[град] 12
10
\Рпр=0,1 \1 Vю \ 100 \ 1000
\ \ \ \
\ \ \ \
\ \ \ \
\ \ \ \
ч ч
3 4 5 6 7 Рисунок 5 - Графики зависимости 5кв(/^/вх) при различных ^
пр
Рассмотрим более подробно схему, приведенную на рис. 3. Предположим, что у нас селекторы выделяют середины пакетов с точностью
равной ^/2 периода опорной частоты Гоп. Тогда погрешность формирования
временного интервала будет равна Гоп(вх). Из диаграмм рис. 4 видно, что
^ _
^вх ^пр
где - интервал между серединами пакетов,
тп
»1 = £2± т.
В этом случае погрешность трансформации можно представит в виде
О
„ _ ТРп^360 °тР = 2ТП
(17)
(18)
(19)
11
Т- ГТ1
подставляя ^ = —, 1 пр = - =
пр 1
/о,
К
пр
|/оп /вх1
, получим
^ _ 360 •|/оп /вх| _ |/оп /вх| -
2/оп /оп
Из сравнения (16) и (20) следует, что 5тр = 5кв. Следовательно, при трансформации исследуемых сигналов в область низких частот фазовый сдвиг между ними можно определить (измерив и Гпр) по формуле ^ =
— = с точностью ±5кв.
Как видно из рис. 5 нижняя граница частоты исследуемого сигнала ограничена значением промежуточной частоты. Так, например при
(20)
трансформации фазового сдвига сигналов с частотой 10 кГц с заданной точностью 0,0020 промежуточная частота составит = 0,1 Гц. В этом случае при определении нижней границы частотного диапазона необходимо сделать выбор: ограничиться точностью, которая обеспечивается при п, или нижним значением при 8трт.
Рассмотренная структура фазового преобразователя обладает двумя существенными недостатками: дополнительной погрешностью из-за не идентичности каналов фазового преобразователя и разрывностью функции преобразования вблизи 0° (360°). Устранить эти недостатки, возможно используя коммутационный способ преобразования фазового сдвига с расширением функции преобразования до 720°.
На рис. 6 представлен модернизированный вариант фазового преобразователя, а на рис. 7 приведены временные диаграммы, поясняющие его принцип действия.
Рисунок 6 - Функциональная схема модернизированного варианта фазового
преобразователя
Тпр
6
Рисунок 7 - Временные диаграммы модернизированного варианта фазового
преобразователя
В соответствии с приведенными диаграммами фазовый сдвиг входных сигналов и [/2 определяется из выражения
^ = —360° = Спр2~Спр1 360° (21)
^вх ^вх
где Гпр = Гпр1 = Гпр2 - период следования пакетов совпадения. Коэффициент деления К делителя частоты устанавливается таким образом, чтобы входная частота кольцевого счетчика была равна — = /пр.
Учитывая, что = |/вх — /гет|, где /вх, /гет - частота входных сигналов и частота гетеродина коэффициент деления К определяется из выражения К = /Гет/^Тр. Отсюда следует, что к гетеродину предъявляются жесткие требования по точности установки и стабильности его выходного сигнала.
Этот недостаток можно исключить, если частота гетеродина будет изменяться синхронно с частотой входных сигналов. В этом случае структура измерительной системы примет вид, изображенной на рис. 8.
Рисунок 8 - Функциональная схема фазовой измерительной системы
Принцип действия устройства следующий. Короткие импульсные сигналы а поступают на счетные входы триггеров 8, 9 либо с входа селектора середины пакета 6 при /вх > /вХш. либо непосредственно с выхода формирователя котротких импульсов 3, если /Вх ^ ЪХт1 п, где /В^^ -минимальная частота входных сигналов ^ и £/2, на которой осуществляется преобразование частоты.
По этим импульсам на выходах триггеров 8, 9 формируются временные интервалы ¿пр и 7Лр (рис. 7, ж, з). Формирование этих интервалов синхронизируется сигналами Ь с выхода кольцевого счетчика 7. Далее эти интервалы преобразовываются в цифровой коды ^(¿пр) и М(7Пр) и переписываются по заднему фронту сигнала с в микроконтроллер 15. После
этого по сигналу й кольцевого счетчика 7 триггер 10 устанавливается в противоположное состояние и его выходной сигнал £ подключает через коммутатор 1 к входу формирователя 3 другой входной сигнал. Начинается второй цикл измерения временных интервалов. После его завершения в вычислительном устройстве будет вся необходимая информация для определения фазового сдвига между входными сигналами и [/2 по формуле (21).
Если частота входных сигналов меньше /вхш;п преобразование не выполняется. В этом случае коммутатор 16 устанавливается в положение передачи выходного сигнала формирователя 3 на входы триггеров 8, 9. На выходе синтезатора 23 устанавливается частота, равная /вх X При этом, чем больше тем меньше погрешность дискретизации 5д, которая определяется из выражения
5д = ^/360°. (22)
Так при частотах входных сигналов <10 Гц и К = 2 ■ 106, погрешность дискретизации не превышает 5д < 2 ■ 10-3[град].
Таким образом, из приведённого анализа следует:
- методическая погрешность коммутационного фазового преобразователя с трансформацией фазового сдвига в область низких частот не превышает величину 0,002° на частотах входных сигналов > 100 кГц, при ^Тр = 1 Гц;
- методическая погрешность коммутационного фазового преобразователя без трансформации не превышает 2 ■ 10-3[град] на частотах входных сигналов < 10 Гц;
- аддитивная погрешность из-за неидентичности каналов согласно выражению (21) будет самокомпенсироваться;
- мультипликативная погрешность из-за долговременной нестабильности частоты синтезатора 23 относительно частоты синтезатора
19, определяемая из выражения Спр2 Спр1 будет также самокомпенсироваться;
- дополнительная погрешность за счет кратковременной нестабильности частоты синтезатора (5квт < 10-7) не превышает 0,0003°.
Приведенные значения позволяют сделать вывод о принципиальной возможности достижения предельной точности прямого метода поверки фазоизмерительной аппаратуры с применением дополнительного прецизионного фазоизмерителя в пределах 0,001° ^ 0,002°. Однако и в этом случае возникает проблема неопределенности при равенстве параметров поверяемого прибора и соответствующей меры фазового сдвига. Вот почему в практике аттестации фазоизмерительной аппаратуры используются также экспериментально-математические методы, позволяющие выделить из суммарной погрешности отдельные составляющие погрешности фазометра и калибратора фазы [2].
Погрешности фазометра и калибратора фазы можно разделить на основе структурной схемы, приведенной на рис. 9. Для этого, между калибратором фазы и фазометром необходимо включить фазовращатель, к которому не предъявляются жесткие требования.
Рисунок 9 - Функциональная схема поверки фазометра
Различают спектральный и алгебраический экспериментально -математические методы.
При спектральном методе суммарная погрешность калибратора фазы и фазометра измеряется дважды [5]: при нулевом фазовом сдвиге внешнего фазовращателя и при некотором введенном с помощью данного фазовращателя фазового сдвига. В работе [5] приведены результирующие формулы для определения погрешностей:
ЛкМ = £Г=
= + (24)
где - погрешность калибратора фазы, Лф(^) - погрешность фазометра.
= -0,5 (я^ - Сш^ ^0/2) (25)
^кт. = -0,5 (ск™ - ^0/2). (26)
л * г* *
где окт;, Скт; - амплитуды синусоидальных и косинусоидальных составляющих разложения разности Л^(^) - , Сфт; - амплитуды
синусоидальных и косинусоидальных составляющих разложения разности + ^0) - Здесь + - зависимость суммарной
погрешности от фазового сдвига при введенном фазовом сдвиге , сдвинутая по оси ^ влево на величину . Достоинством метода является простота измерительных операций, недостатком - повышенная сложность вычислительных операций.
Алгебраический метод [6], основанный на решении системы алгебраических уравнений, обеспечивает более простые вычислительные операции. Так погрешность в п точках шкалы калибратора фазы можно представить в виде п алгебрических уравнений:
Д^к1+Д^ф1+Д1=Д^1 Л^к2+Л^ф2+Д1=Д^2
................................................................(27)
Д^ + Д^ + Д1=Д^
Д^кп+ДПп+Д1=Д^п где Д^к., Д^ф., - погрешности калибратора фазы, фазометра и суммарная погрешность в ( - ой точке поверки фазометра; Д1 -систематическая составляющая суммарной погрешности калибратора фазы и фазометра.
При введении фиксированного фазового сдвига фазовращателя модно составить еще п алгебраических уравнений:
Д^К(!-е) + + Д2 = Л^К(2-б)+А^ф2+Л2=Л^22 ................................ (28)
Д^К(П-б)+А^фп+Д2=Д^2п где Д2 - систематическая составляющая суммарной погрешности фазометра и калибратора фазы при введении фазового сдвига
Полученные системы уравнений позволяют определить погрешности калибратора фазы и фазометра во всех поверяемых точках [6]. Детальное рассмотрение этого вопроса проведено в работе [7, 8]. Там же приведены результаты математического моделирования точности алгебраического метода поверки фазометрических устройств. Показано, что при использовании = 180° значительно упрощается расчет погрешности калибратора фазы и фазометра.
На практике данный метод применяется при поверке, серийно выпускаемого фазометра ФК2-35 [9]. В качестве калибратора фазы используется прибор Ф1-4, в комплект поставки которого входит преобразователь частоты. Данный преобразователь выполнен на каскаде с разделенной нагрузкой на высокочастотных транзисторах и обеспечивает в режиме широкополосного фазовращателя сдвиг фаз = 0° и = 180°.
Схема поверки с использованием данных приборов приведена на рис.
10.
Рисунок 10 - Функциональная схема поверки фазометра ФК2-35
Применение данной методики позволило гарантировать точность фазометра ФК2-35 на уровне минимальной погрешности калибратор фазы Ф1-4, не превышающей сотых долей градуса.
Заключение
Из проведенного анализа физико-технических аспектов выбора оптимального алгоритма поверки фазоизмерительной аппаратуры следует:
1 Для получения предельной точности поверки фазоизмерительной аппаратуры необходимо обеспечить не только минимальную погрешность калибратора фазы, но и минимизировать фазовую погрешность доставки сигналов с выходов калибратора фазы до входов поверяемого прибора.
2 Наивысшую точность при сравнении алгоритмов поверки фазоизмерительной аппаратуры обеспечивает схема поверки с дополнительным измерительным прибором и развременной одноканальной схемой подключения входов поверяемого фазометра к входам дополнительного измерительно прибора.
3 При рассмотрении структуры дополнительного измерительного прибора предложено использовать гетеродинное преобразование частоты с последующим применением импульсного квантования временных
интервалов, пропорциональных искомому сдвигу фаз и периоду исследуемых сигналов.
4 При оптимизации структур фазовых преобразователей с трансформацией фазовых сдвигов предложена, разработанная авторами, схема коммутационного фазового преобразователя, обладающего предельно-достижимой точностью 0,002°.
5 Экспериментально-математические методы поверки являются логическим дополнением рассмотренных аппаратурных методов, что в целом решает проблему адекватной инструментальной поверки метрологических параметров фазоизмерительной аппаратуры.
Библиографический список
1. Григорьян Л.Р., Григорьян Р.Л. Структурный физико-технический анализ предельной точности поверки фазоизмерительной аппаратуры. Коллективная монография. Выпуск 7. Современные проблемы физики, биофизики и инфокоммуникационных технологий. - Краснодар: ЦНТИ, 2018. С. 48 - 67.
2. Глинченко А. С., Кузнецкий С. С., Фиштейн А. М., Чмых М. К. Цифровые методы измерения сдвига фаз. М.: Наука. 1979.
3. Домрачев В.Г., Матвеевский В.Р., Смирнов Ю.С. Схемотехника цифровых преобразователей перемещений. М.: Энергоатомиздат. 1987.
4. Тырса В.Е. Повышение точности измерения периодически временных интервалов. Измерительная техника №9, 1984.
5. Кравченко С.А., Чмых М.К. Алгоритм экспериментального определения погрешностей фазоизмерительной систем. АВТ. 1976. №6. с. 6771.
6. Чмых М.К., Кокорин В.И. Метод экспериментального определения погрешностей фазометров и двухфазных генераторов. Техника средств связи. Сер. Радиоизмерительная техника. 1977. Вып. 6 (10). с. 27-25.
7. Нудьга В.Г., Шалдыкин О.К., Назаренко В.И. Оценка точности метода
экспериментального определения погрешностей фазометров и двухфазных генераторов. Техника средств связи. Сер. Радиоизмерительная техника. 1977. Вып. 6 (10). с. 36-42.
8. Кокорин В.И., Назаренко В.И., Чмых М.К. К вопросу о предельной точности методов поверки фазометрических устройств. Техника средств связи. Сер. Радиоизмерительная техника. 1979. Вып. 6 (24). с. 9-14.
9. Технические условия на фазометр ФК2-35 - Хв2.728.002 ТУ. Краснодар. 1987.
