Энергосберегающие активные преобразователи на диодно-транзисторных модулях Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

ЭНЕРГЕТИКА

УДК 621.314.632 С. Н. СИДОРОВ

ЭНЕРГОСБЕРЕГАЮЩИЕ АКТИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ДИОДНО-ТРАШИСТОРНЫХ МОДУЛЯХ

Рассматриваются примеры построения малоэлементных преобразователей трёхфазного на-пряэ/сения с применением диодно-транзисторных модулей, работа которых осуществляется на основе принципа активного преобразования электроэнергии и автономного двухкоординат-ного регулирования активной и реактивной составляющих мощности сетевого входа.

Повышение энергетической эффективности вентильных преобразователей в соответствии с требованиями и нормативами МЭК IEC-555, IEEE-519 может быть обеспечено применением так называемой активной коррекции коэффициента мощности. Как объект управления, активный преобразователь (АП) отличает наличие двух управляющих входов, один из которых традиционно служит для регулирования технологических параметров - напряжения, тока или частоты, а другой - для изменения и поддержания в нужном направлении энергетического режима сетевого входа. Этому способствует существующая в данных устройствах альтернативная возможность импульсно-фазового регулирования при так называемых отстающих а > 0 или опережающих а < 0 относительно точек естественной коммутации углах включения вентилей и, соответственно таких же фазовых углах ф]=а между напряжением и током на сетевом входе. Структурной единицей малоэлементных схем может служить диодно-транзисторный модуль, обеспечивающий коммутацию напряжения в нескольких фазах с помощью одного транзистора. Покажем, что принципы построения и управления модульных АП могут быть общими, независимо от функционального предназначения преобразовательного устройства.

Управляемый выпрямитель (УВ) в режиме АП\ Простейшим примером УВ может служить схема шестипульсного одноквадрантного преобразователя (рис. La) с одним транзисторным ключом VI. Как энергетический объект, данное устройство относится к компенсированным выпрямителям (cpi-O), в связи с чем его влияние на - питающую сеть сведено к минимуму. Введение в схему рис. 1.6 ключей V2-V4 с

двухсторонней проводимостью тока превращает У В в компенсационный преобразователь, работа которого может происходить с опережающим при <pi<0 или отстающим при (р5 >0 коэффициентом сдвига. Диаграммы на рис.],в иллюстрируют работу данного устройства при двухкратном включении каждой транзисторной пары на периоде сети [1]. Видно, что соответствующим изменением углов включения в пределах aj—я/6 -571/6 и углов выключения а2 2%/3-ctj можно независимо регулировать выходное напряжение Ud? а также величину и знак фазового сдвига ф] между напряжением Uc и первой гармоникой фазного тока 1с1. Последнее приводит к соответствующему изменению объёма потребляемой или генерируемой в сеть реактивной мощности. Для упрощения автоматического регулирования этот процесс должен осуществляться автономно с помощью двух управляющих сигналов [2]. Закон автономно го двухкоорди-натного регулирования УВ получим для работы в условиях синусоидальности сетевого напряжения и постоянства сглаженного тока нагрузки. Для этого введём понятия задающих сигналов Ua,Up? значения которых пропорциональны относительным величинам выпрямленного напряжения, а также активной и реактивной составляющих основной гармоники сетевого тока Ua = Ia = Ud, Up = Ip, что позволяет записать искомый закон в следующем виде:

U = cos а, + cos а.;

a 1 л *

Up — sin

а,

- sm а

(l)

1 •

С.Н.Сидоров, 2004

Максимальные значения задающих сигналов Цш, ирм, обусловливающие границы автономного регулирования, получаются подстановкой в (1) угла выключения гх2м = 2я/3 - а; (рис. 1 ,г). С учётом особенностей импульсно-фазового

а)

*

иам

б)

*

1а * ч > \

/ / * \ IP

- i f f -0-5 D . 0J UpM r)

0

-1

-1

0

3)

* V 'f

al(pad)

Д)

i

Рис. 1. Схемы У В (а,б), диаграммы выпрямленного напряжения и сетевого тока (в), графики активной и реактивной составляющих тока фазы (г,д) в граничном режиме

регулирования решение системы уравнений (1) целесообразно искать в виде cosaj =

Uyl(Ua,UP); cosa2 - Uy2(Ua,UPX где Uyb Uy2 -

управляющие сигналы на входах системы им-пульсно-фазового управления (СИФУ). Данные соотношения необходимы для разработки СИФУ, согласно принципу действия которой отыскание моментов включения и выключения транзис торных ключей осуществляется в точках равенства управляющих Uyb Uy2 и опорных сигналов косинусоидальной формы

(см. рис. 1,в). Полагается, что управляющие сигналы формируются на выходах нелинейного регулятора тока (HPT), на первый вход которого поступает сигнал задания выпрямленного напряжения и, соответственно, потребляемой активной мощности Ua? а на второй вход - знакопеременный сигнал задания величины и знака реактивной мощности ±UP.

С помощью (1) методом регрессии найдены простые линейные зависимости, связывающие значения сигналов на входах и выходах НРТ при работе в граничном режиме с максимальными значениями мощностных составляющих Uyl = - 0,00012 + 0,5UaM+ 0,866UpM ;

Uy2= - 0,0009 + 0,5UaM- 0,866UpM. (2)

Регулятор переменного напряжения в режиме АЛ. На рис. 2 приведены примеры построения РН на транзисторных модулях. Аналогично представлены варианты компенсированного (рис. 2эа) и компенсационного (рис. 2,6 ) регуляторов. Принцип действия последнего состоит в поочередном переключении транзисто-ровУЗ-У5 и шунтировании нагрузки на интервалах нулевых пауз с помощью ключа V6. Как следует из диаграмм фазного напряжения в цепи нагрузки и„ (рис. 2,в), двухкоординатное регулирование в данной схеме возможно изменением углов включения и выключения транзисторов в диапазоне Щ—к/6 + 5тг /6; а2 а! +7г/3. Закон этого регулирования получен в предположении, что нагрузка имеет омический характер, а обмотки согласующего трансформатора соединены по схеме звезды, согласно которой форма тока на сетевом входе совпадает с формой напряжения Ин в одной из выходных фаз регулятора

иа =■ ( соэ2а1 - со$2а2) / 4;

11р = (ог - а0 / 2 + (ви^а, - зш2а2) / 4.' (3)

Подстановка в (3) максимального угла выключения сх2 = щ + тг/З позволяет построить граничные траектории автономного регулирования (рис. 2,г,д), а также получить методом регрес-

f и д

N 1 И 1 N ' И 1

и N 1 « И

N

а)

OJ

-о .5

UpM^

—•"иам

Use Uac Ubc

• ••

Л.

• * / •

V V

л

• • ; . • * ; • • •

& 1 A ' л А л

! ч;• Ч/Л.'Л

wt

9)

0.5

-1

иам > Л ч

с >i(pad)

Г)

-1

Л 1/

1 А) 3

сии яинеиные зависимости, связывающие значение входных и выходных сигналов НРТ

иу1 = - 0,032 + 1,0811«,- ;

иу2 = 0,987 + 1,08иам — . (4)

Принцип действия СИФУ, с помощью которой реализуется способ автономного двухкоор-динатного регулирования, иллюстрируется диаграммами управляющих и опорных сигналов на рис. 2,в. Полагается, что переключения вентилей происходят в моменты равенства управляющих сигналов иуЬ иу2 с опорными сигналами линейной формы, причём в режиме генерирования реактивной, мощности при ир < 0 используются опорные сигналы возрастающего вида, в связи с чем углы управления отыскиваются а! ~ а]миуь &2 = а2миу2? а в режиме потребления реактивной мощности при ир > 0 опорные сигналы должны иметь убывающую форму, и потому углы управления имеют вид а] = ахм( 1—иу1); а2 = а2м(1-иу2)? где аы = тс/3, а2м = 2я/3. Непосредственный преобразователь частоты (НПЧ) в режиме АЛ. На рис. 3,а изображена схема малоэлементного ЫПЧ, принцип действия которого состоит в поочерёдном переключении транзисторов VI-УЗ, приводящем к подключению фаз нагрузки к тем или иным вторичным обмоткам согласующего трансформатора. Благодаря разному порядку присоединения этих обмоток, переключения транзисторов будут сопровождаться необходимым циклическим изменением выходного напряжения во всех

Рис. 2, Схемы РН (а,б), диаграммы выходного фазного напряжения (в), графики активной и реактивной составляющих тока фазы (г,д) в граничном режиме

трёх фазах с частотой зависящей от частоты коммутаций Гк , согласно выражению Í2 = /3-50 Гц. Одновременное изменение напряжения в фазах нагрузки при переключениях вентилей позволяет управлять этим процессом лишь в одной "ведущей" фазе, в то время как в других, при условии кратности частоты и равноинтервальности переключений, величины напряжений и формы токов будут практически идентичными с межфазовым сдвигом 120°. Как видно из диаграмм рис. 3,6, в данной схеме также существует возможность двухкоординат-ного автономного регулирования, для чего в СИФУ вырабатываются две последовательности управляющих импульсов в моменты совпадения управляющего сигнала иу1 с опорными сигналами убывающей (при У=1) или возрастающей (при У=0) формы. Подача той или иной импульсной последовательности осуществляется по команде логического сигнала

Y = X.xX +Х.хХ i р i р

где Х[— sign 1ан- функция знака тока нагрузки ведущей фазы ; Хр - логический сигнал, длительность которого устанавливает количество включений вентилей с опережающей {Хр~ 1) или отстающей (Хр=0) фазой на периоде выходного напряжения.

Из диаграмм рис. 3,6 видно, что последний может быть получен на выходе компаратора, сравнивающего один из сигналов, получаемых

б

Рис. 3. Схема малоэлементного НПЧ (а) и временные диаграммы (б): подача импульса в - разрешена; - запрещена

на выходе HPT (U^), с развертывающим напряжением пилообразной формы. Длительность периода этого напряжения определяется интервалами знакопостоянства тока 1ан ведущей фазы. Полагая, что значения активной и реактивной составляющих сетевого тока определяются средними значениями фазового угла (pi-arctg

( aicp / bjCp ), определим закон автономного

двухкоординатного регулирования НПЧ следующим образом:

Ua=fA]cos Ф1 ; Up= I*A1sin (pi ,

(5)

где ах = -Y- \iл(t)costotdtot;

К 71 J 1 1

кР = -Z- k w™©^.

7C 7t J

Здесь ГА1 - действующее значение основной гармоники тока в первичной обмотке трансформатора; к - число переключений на периоде выходного напряжения; iA(t) - мгновенное значение нагрузочной составляющей тока первичной обмотки, в каждый момент зависящее от величины тока одной из фаз нагрузки, согласно уравнению

h(*)=—%(LA + huК + LК), (6)

где кт - коэффициент трансформации; ha, hb> hc - коммутационные функции, принимающие единичные значения на интервалах включённого состояния соответствующих транзисторов. Двухкоординатное управление активным НПЧ возможно после отыскания зависимостей, связывающих значения задающих сигналов Ua?Up с сигналами UybUy2 на выходах НРТ. Методика получения этих зависимостей рассмотрена выше.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1.A.c. 436430 (СССР) Способ управления двухполупериодным вентильным преобразователем / Ф. Н. Голубев, В. Д. Латышко // БИ. -1974.-№26.

2. Пат. 2167488 РФ Способ управления мощностью на сетевом входе трехфазного вентильного преобразователя/ С. Н. Сидоров // БИ. -2001. -№14.

Сидоров Сергей Николаевич, кандидат технических, наук, доцент кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ. Имеет около 100 печатных работ, в том числе 50 изобретений в области преобразовательной техники.