CC BY
46Эффективное использование наборов конденсаторов
на диэлектрических стержнях для настройки СВЧ-устройств
Сародж К. ПАТРО (Saroj K. PATRO) Ятин БУК (Yatin BUCH) Рави Б. КИШОР (Ravi B. KISHORE) Перевод: Станислав ДИДИЛЕВ
Несмотря на наличие современных средств автоматизированного проектирования электронных устройств (САПР), ручная настройка ВЧ/СВЧ-це-пей все еще широко применяется на практике, особенно при оптимизации параметров усилителей мощности.
В данной статье рассматриваются различные аспекты применения широко распространенных многослойных керамических конденсаторов, в частности, особенности применения конденсаторов с большими размерами контактных областей (обладающих значительной собственной индуктивностью). Также в статье приводятся методы определения резонансных эффектов в рабочем диапазоне частот и способы устранения подобных нежелательных эффектов за счет применения более миниатюрных и дешевых конденсаторов с низкими потерями. Теоретические обоснования проиллюстрированы практическими примерами.
Введение
Конструкторы и производители современных ВЧ/СВЧ-усилителей мощности все чаще сталкиваются с ужесточающимися требованиями к линейности усилителей при сохранении высокой эффективности работы последних. В свете этого, использование самых современных технологий по обеспечению высокой линейности в сочетании с качественно проработанной архитектурой усилителя является необходимым условием для создания конкурентоспособного продукта [1-4]. В сложных усилителях мощности выбор используемых пассивных компонентов с низкими потерями так же важен, как и выбор активных приборов. Любые потери в пассивных компонентах требуют добавления дополнительных каскадов усиления, увеличения мощности активных компонентов и, следовательно, приводят к удорожанию усилителя в целом. Поэтому разработчики все чаще используют в своих решениях многослойные керамические конденсаторы с низкими потерями, причем не только в слабосигнальных, но и в выходных цепях. Конденсаторы типоразмера 0603 являются одним из
наиболее оптимальных решений по соотношению эффективного последовательного сопротивления (Effective Series Resistance — ESR) и цены [5-6]. Почти все современные схемотехнические решения усилителей используют преимущественно малогабаритные пассивные компоненты для снижения потерь различного типа, уменьшения габаритов и снижения цены. В связи с этим, конденсаторы больших размеров (110x110 миллидюймов) становятся все менее популярными среди разработчиков. Тем не менее, подобные конденсаторы могут с успехом использоваться в лабораторных условиях в процессе настройки устройства.
Настройка согласующих цепей
Несмотря на доступность мощных средств автоматизированного проектирования (например, таких как ADS), их применение не дает 100%-ной гарантии достижения необходимых параметров на практике (в тестовых образцах). Подобная ситуация возникает из-за многих факторов: например, из-за неточности моделирования элементов в среде САПР, паразитных связей между элементами и т. д. Не всегда бывают доступны все модели для требуемых компонентов. Зная все это, опытные разработчики почти всегда используют эмпирические методы, на практике подбирая параметры различных элементов схемы для оптимизации ее характеристик. Особенно часто подобная методика используется на этапе утверждения окончательной топологии схемы устройства.
Эмпирический подбор параметров различных элементов применяют достаточно давно, однако он может оказаться особенно полезным в случае, когда можно учесть паразитные эффекты, вносимые настроечными элементами (при настройке в лабораторных условиях). На практике разработчики пользуются двумя методами тестирования: пер-
вый заключается в расположении в определенных местах платы последовательных или параллельных настроечных элементов при поданном на усилитель напряжении и ВЧ-сигнале; второй отличается от первого только тем, что во время установки настроечных элементов отключается напряжение питания и (или) ВЧ-сигнал.
Тестируемая схема и ее настройка
Рассмотрим процесс оптимизации параметров существующего усилителя при использовании его в более высоком диапазоне частот. Нарис. 1 приведена схема усилителя, построенного на основе СВЧ ИМС. На этом рисунке также приведены согласующие цепи усилителя, представленные в виде сосредоточенных и распределенных элементов. Ниже описывается пошаговый процесс оптимизации усилителя.
Текущие параметры усилителя
Текущие параметры усилителя, схема которого показана на рис. 1, приведены на рис. 2-4. Данные параметры (821, 811 и 822) были получены при работе усилителя на частоте 1900 МГц и напряжении питания 5 В.
Параметры усилителя
при работе на повышенной частоте
(без оптимизации)
Затем мы изменили рабочую частоту усилителя с 1900 на 2100 МГц, не изменяя при этом его компоненты. Полученные при этом данные приведены на рис. 5-7.
Как хорошо видно на рисунках, усиление упало на 1,6 дБ, что очевидно, поскольку на новой частоте схема усилителя неоптимизи-рована. Наша задача заключается в оптимизации схемы таким образом, чтобы на частоте 2100 МГц получить параметры как минимум не хуже, чем полученные на частоте 1900 МГц.
Рис. 1. Схема существующего усилителя на диапазон 1900 МГц
Тг1 Э21 1_од Мад 200,0 тсіВ/ 1^ 14,40 СІВ [Р2]
15.40
15.20
15.00
14.80
14.60
14.40
14.20
14.00
13.80
13.60
13.40
1 2 1,930000000 СНг 1,960000000 вНг 1,990000000 ЭНг 1.870000000 ОН* 14,401 сіВ 14,070 ав 13,868 сіВ 14.705 сіВ
1
2
Тг1 Э211_од Мад 200,0 тс!В/ ІМ 12,40 СІВ [Р2]
13.40
13.20
13.00 12,80 12,60
12.40
12.20
12.00 11,80 11,60
11.40
1 2 2,110000000 ЭНг 12,886 сіВ 2,140000000 вНг 12,563 СІВ
1 5 '2,180000000 6Нг 11 ^2НШ000000 ЄНг 13 993 сіВ 001 ав
3 Ъч. Т 4
Тг1 Б21 1.од Мад 200,ООтсІВ/ 1?еГ 12,40 СІВ [Р2]
13.40
13.20
13.00 12,80 12,60
12.40
12.20
12.00 11,80 11,60
11.40
1 2 ■ 3 4 2,110000000 вНг 2,140000000 вНг 2,170000000 ЭНг 2,180000000 вИг 2,100000000 вНг 12,658 сШ 12,326 ав 11,952 11,802 сіВ 12,751 сіВ
1
Г4
4а*
Рис. 2. Значения в21 в диапазоне 1900 МГц
Рис. 5. Значения в21 в диапазоне 2100 МГц (без оптимизации усилителя)
Рис. 8. Значения в21 после замены разделительных конденсаторов
Тг2 811
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00
-20,00
-30,00
-40,00
-50,00
Ьод Мад 10,0 с!В/ 1^ 0,000 с!В [Р2]
1 1,930000000 ЄНг
2 1,960000000 ЄНг
3 1,990000000 ЄНг
4 1,870000000 ЄНг
-5,3559 СІВ —5,1964 СІВ -5,0775 СІВ -5,6743 СІВ
Рис. 3. Значения в11 в диапазоне 1900 МГц
1 1,930000000 ЭНг
2 1,960000000 6Нг
3 1,990000000 ЭНг
4 1,870000000 вНг
-10,431 СІВ -10,757 СІВ -10,162 СІВ -9,6220 СІВ
Тг4 Э22 І_од Мад 10,0 СІВ/ Ref 0,000 ЬВ [Р2]
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00 -20,00 -30,00 -40,00 -50,00
Рис. 4. Значения в22 в диапазоне 1900 МГц
Тг2 Э11
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00
-20,00
-30,00
-40,00
-50,00
1_од Мад 10,00 <1В/ |ОД 0,000 с!В [Р2]
2,110000000 6Нг 2,140000000 6Нг 2,170000000 6Нг 2,180000000 6Нг 2,100000000 6Нг
-4,6133 СІВ -4,3030 СІВ -4,0064 СІВ -4,9265 СІВ -4,6774 СІВ
Рис. 6. Значения в11 в диапазоне 2100 МГц (без оптимизации усилителя)
Тг4 822
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000 ,
-10,00
-20,00
-30,00
-40,00
-50,00
1_од Мад 10,0 0с1В/ 0,000 сіВ [Т2]
2,110000000 ЄНг 2,140000000 ЭНг 2,170000000 вНг 2,180000000 БНг 2,100000000 ЭНг
-11,447 СІВ -10,647 СІВ -9,7393 СІВ -9,4201 СІВ -11,650 СІВ
Тг4 Э111_од Мад 10,00 сіВ/ 1^ 0,000 СІВ [Р2]
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00 -20,00 -30,00 -40,00 -50,00
1 2,110000000 вНг -4,4638 сіВ
2 2,140000000 вНг —4,2110 сіВ
3 2,170000000 вНг -3,9997 сіВ
4 2,180000000 ЄНг -3,9389 сіВ
5 2,100000000 6Нг -4,5412 сіВ
▲ і А
1 2 3 4
Рис. 9. Значения в11 после замены разделительных конденсаторов
Тг4 822 І_од Мад 10,00 6В/ 1^ 0,000 <ІВ [Р2]
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00 -20,00 -30,00 -40,00 -50,00
1 2,110000000 ОИг -11,063 сіВ
2 2,140000000 СНг -10,327 сіВ
3 2,170000000 вНг -9,5406 сіВ
4 2,180000000 ОНг -9,2206 сіВ
5 2,100000000 -11,281 сіВ
4 А і
1 2 3 4
Замена разделительных конденсаторов Следующим шагом в процессе оптимизации является замена всех разделительных конденсаторов: при работе на частоте 2100 МГц были установлены конденсаторы емкостью 6,8 пФ, что отрицательно сказалось на усилении наше-
Рис. 7. Значения Б22 в диапазоне 2100 МГц (без оптимизации усилителя)
го усилителя (оно уменьшилось), впрочем, весьма незначительно. В принципе, разработчики могут оставить старые конденсаторы емкостью
Рис. 10. Значения в22 после замены разделительных конденсаторов
10 пФ. Параметры усилителя после замены всех разделительных конденсаторов на конденсаторы емкостью 6,8 пФ приведены на рис. 8-10.
Рис. 11. Значения S21 при установленном конденсаторе 5,6 пФ серии 1QQB
Рис. 12. Зависимость частоты последовательного резонанса от емкости для конденсаторов серии 100В
Рис. 13. Зависимость частоты последовательного резонанса от емкости для конденсаторов серии 6008
Использование наборов конденсаторов серии 100B на диэлектрических стержнях для оптимизации параметров
Данный шаг оптимизации заслуживает пристального внимания: мы постараемся достичь нужного усиления, используя имеющийся у нас в наличии набор конденсаторов серии 100В (производства ATC — American Technical Ceramics) на диэлектрических стержнях. Мы будем подбирать согласующую LC-цепочку на входе усилителя (рис. 1). Для обеспечения точности дальнейших измерений после нахождения оптимальной емкости выводы настроечного конденсатора припаиваются к плате. Исходя из проведенных исследований, оптимальная емкость конденсатора составляет З,6 пФ. Полученные при этом значения S21 приведены на рис. 11.
Замена конденсатора из набора на конденсатор той же емкости серии 600S
На данном этапе, по причинам, рассмотренным ранее, заменяем подобранный нами конденсатор серии 100B на конденсатор серии 600S (меньших размеров, с малыми потерями). Однако после этого обнаружилось значительное изменение значений S21. Данные изменения, в основном, обусловлены двумя причинами: первая заключается в том, что частота последовательного резонанса конденсатора серии 100B (больших размеров) значительно отличается от частоты последовательного резонанса конденсатора серии 600S (рис. 12, 13). При использовании нового конденсатора появилось затухание, а также ухудшились значения обратных потерь на входе и выходе (рис. 14). Вторая причина состоит
о
111 —5
ч 3
Xl ' 2,11 ' 2,14 ' 2,17 ' 2,18
Частота, ГГц
Рис. 14. Значения Б21 при установленном
конденсаторе 5,6 пФ серии 600Б
в том, что не была учтена индуктивность выводов конденсатора серии 100В из набора.
Сравнивая графики частот последовательного резонанса для двух конденсаторов, мы обнаружили, что конденсатор серии 100В емкостью 5,6 пФ имеет частоту последовательного резонанса 2,7 ГГц, тогда как конденсатор той же емкости серии 6008 имеет частоту последовательного резонанса 5,5 ГГц. На графиках видно, что конденсатор серии 6008, имеющий нужную нам частоту последовательного резонанса 2,7 ГГц, должен обладать емкостью приблизительно 30 пФ.
Сопоставление конденсаторов серии 100B и серии 600S
На предыдущем шаге были устранены негативные эффекты, связанные с различными частотами последовательного резонанса заменяемых конденсаторов, путем подбора конденсатора с равной частотой последовательного резонанса. Из справочной литературы по конденсаторам АТС [7-8] было определено, что конденсатор серии 100В емко-
Рис. 15. Значения в21 при установленном
конденсаторе 30 пФ серии 600в
стью 5,6 пФ можно заменить конденсатором емкостью 30 пФ серии 6008. Полученные после подобной замены результаты (рис. 15) показали, что усиление возросло, хотя и недостаточно для успешного решения поставленной перед нами задачи, поскольку не была учтена вторая причина — индуктивность выводов конденсатора из набора.
Учет индуктивности выводов конденсаторов
Далее необходимо учесть индуктивность выводов конденсатора (на диэлектрическом стержне), который мы использовали при первичной настройке. Поскольку длина его выводов составляет порядка 10 мм на обеих сторонах, было установлено, что их суммарная индуктивность составляет порядка 7 нГн [9-11]. Было взято ближайшее стандартное значение в 6,8 нГн. После того как соответствующая индуктивность была установлена, вновь было произведено измерение 8-параметров (рис. 16-18), которое показало значи-
Тг1 S21 Log Mag 100,OOmdB/ Ref 14,30 dB [F2]
14.80 14,70 14,60 14,50 14,40 14,30 14,20 14,10 14,00 13,90
13.80
Рис. 16. Значения S21 после проведения оптимизации
> 1 2 2,110000000 GHz 2,140000000 GHz 14,589 dB 14,429 dB
4 2Jl700p000p GHz Tsuisoonnoon RHt 14 105 db dB
5 2, 100000000 GHz 14 636 dB
2
\ s
Tr2 S11 Log Mag 10,00 dB/ Ref 0,000 dB [F2]
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00 -20,00 -30,00 -40,00 -50,00
Рис. 17. Значения S11 после проведения оптимизации
1 2,110000000 GHz -8,8540 dB
2 2,140000000 GHz -8,6269 dB
3 2,170000000 GHz -8,2643 dB
4 2,180000000 GHz -8,1223 d В
5 2,100000000 GHz -8,8842 dB
Тг4 S22 Log Mag 10,00 dB/ Ref 0,000 dB [F2]
50.00
40.00
30.00
20.00 10,00 0,000
-10,00 -20,00 -30,00 -40,00 -50,00
Рис. 18. Значения S22 после проведения оптимизации
1 2,110000000 GHz -15,177 dB
2 2,140000000 GHz -14,304 dB
3 2,170000000 GHz -13,167 dB
4 2,180000000 GHz -12,746 dB
5 2,100000000 GHj -15[372dB
і 1 I I 1 2 | 4
ВЧ/СВЧ-элементы компоненты 29
тельное увеличение усиления. Таким образом, желаемые параметры были, наконец, достигнуты. При этом конденсатор, использовавшийся при первичной настройке, был заменен цепочкой из конденсатора меньшего типоразмера (0603) и индуктивностью (типоразмера 0805). Окончательная топология усилителя приведена на рис. 19.
Заключение
В рамках статьи была описана методика оптимизации параметров с использованием настроечных конденсаторов на диэлектрических стержнях, которая была успешно применена к существующему усилительному модулю. Следует отметить, что теоретически рассчитанные параметры хорошо согласуются с реально полученными результатами. Как показала практика, данная методика применима не только к активным, но и к пассивным ВЧ/СВЧ-устройствам. Представленная методика показала свою эффективность при оптимизации схемы прототипа устройства в лабораторных условиях на стадии разработки. Особенно хорошо это заметно при использовании в процессе настройки как имеющихся в наличии, так и легко доступных «настроечных» наборов конденсаторов, а также других пассивных компонентов. ■
Литература
1. Upton D. M. A New Circuit Topology to Realize High Efficiency, High Linearity, and High Power Microwave Amplifiers. Proceedings 1998, RAWCON.
2. Iwamoto M., Williams A., Chen P. F., Metzger A., Wang C., Larson L.E., Asbeck P.E. An Extended Doherty Amplifier with High Efficiency over a Wide Power range // IEEE MTT-S Digest, 2001.
3. Kim J., Cha J., Kim I., Noh S. Y., Park C. S., Kim B. Advanced Design Methods of Doherty Amplifier for Wide Bandwidth, High Efficiency Base Station Power Amplifiers.
4. Gutierrez R. High-Efficiency Linearized LDMOS Amplifiers Utilize the RFAL Architecture // High Frequency Electronics. February 2006.
5. Fiore R. RF Power Amplifiers Operate Cooler with Improved Reliability Using ATC's EIA 600 Series Ultra-Low ESR Ceramic Capacitors // Microwave Product Digest, May 2003.
6. Fiore R. RF Ceramic Chip Capacitors in High RF Power Applications // Microwave Journal, April 2000.
7. 100B Series data sheet. American Technical Ceramics (http://www.atceramics.com).
8. 600S Series ATC data sheet. American Technical Ceramics (http://www.atceramics.com).
9. Ray B. When Is A Capacitor Not A Capacitor? // The Physics Teacher. Vol. 44. Feb. 2006.
10. Cain J. Parasitic inductance of multilayer ceramic capacitors. AVX Corp., http://www.avx.com/docs/ techinfo/parasitic.pdf.
11. Fiore R. Capacitors in Broadband Applications // Applied Microwave & Wireless. May 2007.
