CC BY
157
Двухканальный прецизионный преобразователь напряжение-длительность импульса
12 3 1
С.Г.Крутчинский , Е.А.Жебрун , М.В.Шакурский , Н.Н.Прокопенко
*ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», г. Шахты Ростовской обл.
2ТТИ ФГАОУ ВПО «ЮФУ», г.Таганрог Ростовской обл.
3ФГБОУ ВПО «ПВГУС», г. Тольятти Самарской обл.
Введение
Создание телеметрической аппаратуры, связанной с внешними источниками непрерывных сообщений, предполагает построение для конкретных технологий аналого -цифровых и импульсных интерфейсов, осуществляющих цикл преобразования аналоговых сигналов сенсорных элементов [1, 2]. Традиционный подход предлагает использование проходных ключей, снижающих точность преобразования и не позволяющих обеспечить преобразование в период колебаний как положительных, так и отрицательных напряжений. Для решения общей задачи в работе предлагается реализованная в КМОП-базисе (техпроцесс 80Б25УБ) структура преобразователя на базе высокочастотных мультиплексоров и компаратора с симметричным гистерезисом.
1 Основные свойства двухканального преобразователя напряжение-частота
Существенное повышение точности преобразования и создание условий системной интеграции преобразователя «напряжение - период колебаний» возможно при пересмотре принципа коммутации входных напряжений, исключающего проходные аналоговые ключи. На рис. 1 приведена структурная схема прецизионного преобразователя (1111) с аналоговыми мультиплексорами, практически исключающими взаимное влияние отдельных каналов на результаты преобразования как положительных (е;(0), так и отрицательных (е2(0) входных напряжений в период колебаний.
АМ1, АМ2 - входные аналоговые мультиплексоры, КН- компаратор напряжений, Iyi, I 2 - токи, управляющие состоянием АМ1 и АМ2, S - логическое состояние каналов АМ1 и АМ2.
Рис. 1 Структурная схема прецизионного преобразователя
Повышение точности преобразования в анализируемой структуре (рис. 1) достигается интегрированием измеряемого e2(t) на интервале формирования отрицательного импульса компаратора напряжения (рис. 2) [3].
На интервале {0,t} (S=1, u(t)=e^t)) при нулевых начальных условиях uc(0)=0 осуществляется запуск схемы и формирование в интеграторе (рис. 1) начальных условий, необходимых для преобразования e2(t), поэтому время запуска схемы определяется из соотношения:
t0 = x(U + • к/ 6q +e0 • (1 + к V ei)
(1)
где t=RC, k=R1/R2,
- входное положительное напряжение АМ2, ео - входное опорное напряжение КН.
U+
Uk(t )=Ыв,
S^I
■Тп—
S=0
~К7\ 57
Тп/2. i Тп(2
К-Ти-
S*1
S=0
1¡ТЛЕ?
S^I
J//
V
U
Рис. 2 Базовая временная диаграмма работы преобразователя
В период паузы {t0,t2} (S=0, u(t)=e2(t)) выполняется преобразование измеряемого напряжения e2(t) в длительность отрицательного импульса (Гп)
^ ,U~+ U +
Тп =т•к------777“ ’ (2)
e2(t)
где U - - входное отрицательное напряжение АМ2.
Причем, если на этом интервале e2(t) изменяется со скоростью и
e2(t) = e2 +«• t , (3)
то преобразуемая величина соответствует времени, определяемом "центром" паузы
e2(t) = e2(t1) = e2(t0 + Тп У2 • (4)
Этап формирования положительного импульса {t2, t3} обеспечивает измерение e1(t) и восстановление начальных условий (1), необходимых для преобразования e2(t)
^ ,U ~+ U + ,вл
Ти =*• к------ • (5)
e2(t)
Именно поэтому в схеме преобразователя наблюдается корреляция длительности
импульсов, которую можно использовать в телеметрических системах для реализации
Манчестерских каналов и прецизионного восстановления или АЦ-преобразования одной из преобразуемых величин. Действительно, как это следует из (2) и (5),
e2(t) = у ei(t) , (6)
Т п
Тп = Т ^ . (7)
e2(t)
Кроме этого все составляющие погрешности преобразования (за исключением преобразуемых напряжений) имеют систематический характер и легко учитываются на этапе системной настройки или её коррекции.
К систематической составляющей погрешности также можно отнести гистерезис компаратора напряжения (КН). Как показывает анализ схемы рис. 1 , влияние этого фактора на длительность импульса определяется из следующего соотношения:
ДТ„ = (1 + к)%(AUi-&Ui)/e2, ДТ„ = (1 + кWAUr^Vei, (12)
где ЛЦ+, Аик - пороговые напряжения аналогового компаратора КН.
Потенциально высокие метрологические качества преобразователя требуют специального подхода к схемотехническому проектированию его базовых узлов. В первую очередь взаимосвязь интервалов (2) и (4) невозможна без высококачественных аналоговых мультиплексоров (рис.1). Для современного этапа развития технологии полупроводниковых компонентов наиболее эффективное решение проблемы осуществляется на базе .ультидифференциальных операционных усилителей (МОУ) [3,5,6,8].
2 Случайные воздействия и процессы в преобразователе
С точки зрения организации процесса преобразования рассматриваемое устройство является динамической системой с композицией детерминированных и случайных составляющих. Однако, если предположить, что аналоговый компаратор не имеет динамического гистерезиса, то начальные условия интегратора (ис(^=ис^0))
с(*о) = ис(Ь) = ки - ео(1+£)
(11)
в окрестностях ^ и Ь не имеют случайных составляющих. Именно поэтому в первом приближении задача сводится к анализу влияния "белого" шума, характерного для реальных процессов в чувствительных элементах и, следовательно, в структуре сигналов. Анализ структуры (рис. 1) показывает, что в этом случае
к (и - + и+)
+ ■
а
Л
2
е9
V “2 е2 )
где о2 - среднеквадратическое значение случайной составляющей на выходе аналогового интегратора.
Таким образом, приращение длительности отрицательного импульса, вызванное влиянием случайных воздействий, определяется следующим соотношением:
(12)
(13)
На этом интервале схема описывается дифференциальным уравнением
ис (О = ~~^ иа (0 + ^ Я (0 , (14)
К0Х X
где К0 - статический коэффициент усиления операционного усилителя (ОУ);
g(t) - некоррелированный с начальными условиями центрированный белый шум
интенсивностью а
Следуя [3], получим
-2^_ а0К0
а2^) =
2
-2-
1 - е
1_л
К X
При К0 >>1 на интервале ^ - t2 можно считать
а2(*)
:ап
(15)
(16)
В реальных источниках входных напряжений (датчиках) диапазон рабочих частот и полоса пропускания (ап=2п/п) всегда ограниченна, поэтому для стационарного случайного процесса, имеющего постоянный спектр от -^ до + /п дисперсия может быть определена соотношением
а0 = 2О02/п, (17)
и
е
2
)
X
где Со[Б^л/Гц ] - спектральная плотность собственного шума датчика или чувствительного элемента.
Таким образом, как видно из (15) и (17), процесс является устойчивым и имеет конечную установившуюся величину. Тогда
ЛГ„ ,
ДГ.
T
Г
tJ
т
T
(18)
'2 'п
Для наихудшего случая преобразования получим взаимосвязь параметров при условии, что найденная погрешность не превышает погрешность метода преобразования
JL 2й“1 < 1
Г е
(19)
Например, для определения постоянной времени интегратора (т) можно использовать неравенство
т < L
(E У
f2
п—1
V С0 J
(20)
где ¿и - длительность тактового импульса системного таймера, Еоп - опорное напряжение системного АЦП.
Так, для типового практического случая о0 = 0,1 мкВ, ^=2,5 В, и 12 разрядной точности т < 3^105^и, что несложно реализовать при любой технологии производства СнК.
Таким образом, совокупность требований к аналоговым узлам оказывается достаточно мягкой и потенциальная точность рассмотренного принципа преобразования относительно высокой.
3 Результаты практической разработки прецизионного двухканального
преобразователя
Приведённые выше соотношения позволяют сделать оценку требований к отдельным узлам преобразователя и для конкретных технологий определить область возможного параметрического компромисса. Эти же требования можно получить посредством Microcap-M при использовании моделей отдельных узлов третьего уровня.
Ниже приведены результаты разработки принципиальных схем отдельных узлов и двухканального преобразователя и результаты их моделирования в среде Cadence Virtuoso на базе компонентов наиболее перспективной и недорогой субмикронной высокочастотной SiGe-технологии, предлагаемой компанией IHP (Германия). В рамках основанного на данной технологии удешевлённого техпроцесса SGB25VD доступны как аналоговые (БиКМОП), так и цифровые (КМОП) транзисторы, что обеспечивает хорошую основу системной интеграции преобразователя.
Компаратор
Компаратор АЦП реализован на базе специально разработанного высокочастотного ОУ и обладает высоким быстродействием (табл. 1), а его выходная цепь позволяет управлять токовыми ключами мультиплексора.
Таблица 1
П араметры К н
кВ/мкс v, кВ/мкс j + Гф ,нс ¿ф-,нс U + B U “, B
7,1 7,7 3,1 2,3 3,7 -4,3
Примечание: и+, и- - скорости нарастания положительного и отрицательного фронтов, ¿ф+, ¿ф- - время положительного и отрицательного фронта, ЦТ", и -
положительный и отрицательный уровни выходного напряжения.
Полученные параметры достигаются за счёт использования каскодных структур и цепей собственной компенсации влияния дифференциального сопротивления цепи сток-исток [4]. Параметрическая оптимизация каскадов компаратора позволила повысить его быстродействие без увеличения гистерезиса, который не превышает 5мкВ и практически точно совпадает с условием линейной работы ОУ.
Мультиплексор
Мультиплексор реализован на мультидифференциальном операционным усилителе (МОУ) [5,6] с общей двухканальной обратной связью и работающим по принципу логического ИЛИ отдельных каскадов. Для уменьшения э.д.с. смещения использована двухканальная структура МОУ, обеспечивающая взаимную компенсацию влияния дрейфа симметричных дифференциальных плеч входных каскадов, реализующих максимальное усиление. Уровень компенсации контролируется цепью коррекции посредством выбора соотношений между резистивными элементами. Температурная зависимость дрейфа нуля, численно совпадающая с ЭДС смещения МОУ, приведена на рис. 3. Для обеспечения высокого запаса устойчивости по фазе (~60°) без существенного уменьшения быстродействия в режиме переключения каналов (рис. 1) использованы дополнительные RC-цепи. Причем изменения их значений на ±25% не изменяют параметры схемы, приведённые в табл. 2. Цепи переключения каналов мультиплексора интегрированы в выходную цепь компаратором. Результаты моделирования приведены в табл. 2.
7.5 5.0
>
3
~ 2.5
■с
х!
Л о
3
о
-2.5
-5.0-----
-50
Рис. 3 Зависимость от температуры дрейфа нуля мультиплексора
Таблица 2
П араметры мультиплексора
К Б Косск-, дБ /1, МГц идр, мкВ (-40°С<<60°С) Umax+, В Umax , В
0 -160 134 6 3 -3
Примечание: Кд - дифференциальный коэффициент передачи, Косск— коэффициент передачи сигнала отключаемого (е1 или е2) канала, /1 - частота единичного усиления, идр -напряжение дрейфа нуля схемы, и^^, Цпах- - максимальные положительное и отрицательное выходные напряжения.
Интегратор
При построении интегратора использован ОУ с симметричным дифференциальным каскадом, обеспечивающим основное (80дБ) усиление входного сигнала. Для уменьшения э.д.с. смещения до 20 нВ по аналогии с мультиплексором использованы цепи компенсации [7]. Относительно большой (до 100дБ) коэффициент усиления ОУ интегратора обеспечивается применением LDMOS транзисторов в рамках техпроцесса SGB25VD. Как
видно из рис. 4 характеристики реального и идеального процессов интегрирования совпадают с точностью до постоянной времени интегрирования.
і Ис(0,В
ґ
->
Рис. 4 Идеальная и реальная характеристики интегратора
Результаты моделирования двухканального преобразователя на базе указанных узлов приведены в табл. 3. Временная диаграмма работы преобразователя представлена на рис. 5.
Таблица 3
Результаты моделирования преобразователя при различных входных сигналах
е1, В Є2, В Тп расч, мкс Тп, мкс 5Г , % 1 п Ти расч, мкс Ти, мкс 5Г , % 1 и
-1 0.5 804.3592 800.2762 -0.50761 402.1796 400.1438 -0.50619
-1 0.9 446.8662 444.6292 -0.50061 402.1796 400.1734 -0.49883
-1 0.8 502.7245 500.2007 -0.50203 402.1796 400.1668 -0.50047
-1 0.7 574.5423 571.646 -0.5041 402.1796 400.1598 -0.50221
-1 0.4 1005.449 1000.335 -0.50867 402.1796 400.1395 -0.50726
-1 0.1 4021.796 4001.097 -0.51466 402.1796 400.1111 -0.51432
-1 1 402.1796 400.1713 -0.49936 402.1796 400.1766 -0.49804
-1 1.1 365.6178 363.7974 -0.4979 402.1796 400.1846 -0.49604
-1 1.2 335.1497 333.4857 -0.49649 402.1796 400.1908 -0.49451
-1 1.3 309.3689 307.8376 -0.49499 402.1796 400.1971 -0.49294
-1 1.6 251.3623 250.1288 -0.49069 402.1796 400.2109 -0.48952
-1 1.9 211.6735 210.6427 -0.48695 402.1796 400.2302 -0.48471
-1 3 134.0599 133.4309 -0.46915 402.1796 400.2879 -0.47036
Примечание: в! , е2 - входные напряжения , Тп , Ти - измеренные значения промежутков паузы и импульса, Тп расч , Ти расч - расчётные (по формулам (6) и (10)) значения промежутков паузы и импульса, 5Тп - погрешность измерения промежутка паузы, ёТи - погрешность измерения промежутка импульса. Измеренные значения соответствуют 14-битной точности. Моделирование принципиальных схем производилось без учёта топологии и влияния паразитных параметров корпуса при температуре 27°С.
2.0 4.0 6.0 8.0
Ите (иї)
Рис. 5 Временная диаграмма работы преобразователя
Основные выводы
Таким образом, разработанный АЦП позволяет уменьшить технологические требования к компонентам СнК и повысить её производительность. Схема не требует прецизионных аналоговых компонентов и позволяет простыми вычислениями (5) в ОЗУ контроллера обеспечить относительно высокую точность определения измеряемой величины.
Для осуществления одного цикла преобразования необходим период Ги+Гп, что снижает быстродействие АЦП. Однако такие временные затраты оправдывают себя в современных многоканальных системах, где параллельная работа нескольких каналов преобразования в конечном итоге повышает быстродействие СнК.
Возможность измерения достаточно малых входных напряжений без ограничения их спектра (табл. 3) позволяет существенно упростить аналоговые интерфейсы, обеспечивающие взаимодействие чувствительных элементов и МЕМБ с АЦП и упростить их интеграцию в СнК. Не менее важным свойством разработанного АЦП является оценка производной измеряемой величины с высокой (практически предельной) точностью (табл. 4). Именно это открывает дополнительные возможности при построении МЭС для адаптивных систем управления.
Литература:
¡.Интегральный преобразователь: пат. 2194999 Рос. Федерация: МПК8 001Ю9/252 / Г.Я. Леденев; заявитель и патентообладатель «Открытое акционерное общество "Ракетнокосмическая корпорация "Энергия" им. С.П.Королева». № 2001119327/09; заявл. 12.07.2001; опубл. 20.12.2002
2. Крутчинский С.Г. Аналого-цифровые интерфейсы микроконтроллерных адаптивных регуляторов циклического типа для объектов электроэнергетики // Автоматика и телемеханика. 2006. № 5. С. 163-174.
3. Крутчинский С.Г., Баранов Р.Г. Аналого-цифровые интерфейсы смешанных систем на кристалле // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: Сборник научных трудов / под общ. ред. Академика РАН А.Л. Стемпковского. М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН. 2008. С. 354-359.
4. Крутчинский С.Г., Жебрун Е.А., Золотарев А.В. Повышение коэффициента усиления каскадов на КМОП транзисторах цепями собственной компенсации // VIII Международный научно-практический семинар «Проблемы современной аналоговой микросхемотехники» Шахты: ГОУ ВПО «ЮРГУЭС». 2011. С. 22-29.
5. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Крюков С.В. Архитектура мультивходовых операционных усилителей с широким динамическим диапазоном // Известия Южного федерального университета. Технические науки. 2008. Т. 80. № 3. С. 187-192.
6. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Хорунжий А.В. Нелинейные режимы в мультидифференциальных операционных усилителях // Всероссийская научно-техническая конференция "Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем (МЭС)": Сборник трудов. 2008. № 1. С. 340-343.
7. Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И., Будяков П.С. Способ повышения стабильности нуля аналоговых микросхем с высокоимпедансным узлом в условиях температурных и радиационных воздействий // Всероссийская научно-техническая конференция "Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем (МЭС)": Сборник трудов. 2010. № 1. С. 295-300.
8. Прокопенко Н.Н., Манжула В.Г., Белич С.С. Мультидифференциальный операционный усилитель с малым напряжением смещения нуля в условиях температурных и радиационных воздействий // Научно-технические ведомости Санкт-Петербургского государственного политехнического университета. 2010. № 101. С. 204-206.
Статья подготовлена при выполнения НИР по теме «Разработка и исследование аналоговой электронной компонентной базы нового поколения для систем связи, радиоэлектроники и технической кибернетики» в рамках федеральной целевой программы «Научные и научно -педагогические кадры инновационной России» на 2009 - 2013 годы»
