CC BY
165Окончание. Начало (і Л* 7'2(Ю1
00$:
прямой цифровой синтез частоты
Леонид Ридико
wubblick@yohoo.com
Фаэоаая модуляция
Некоторые 1)1)Ь имеют возможность прибавлять к колу фазы, поступающему на ПЗУ, некоторую ветчину, хранящуюся в специальном регистре. Для ггого в сгруктурс ШХЧ имеется дополнительный ИИ фровоА сумматор, включенный между накопителем фазы н апреснымн входами ПЗУ. Разрядность зтого сумматора определяет разрядность управляющего кода фазы п. как следствие, фазовое разрешение. 11а пример. 1>І)Ь АИ9854 имеет М-разрядный регистр фазы. На второй вход сумматора подается код про граммнровання фазы, который хранится в специальном регистре. Изменяя содержимое .лого регне гра, можно осуществлять фазовую модуляцию. Как и в случае с 1:$К, для РЯК модуляции в некоторых l>L>S имеется несколько регистров фазы, которые могут переключаться логическим сигналом, обесне-чивая высокоскоростную фазовую модуляцию. При мером может служить Р1« Л 1)9853.
Квантование амплитуды
В процессе квантования амплитуды всегда будет присутствовать ошибка, связанная с конечной раз рядності,ю примененного ПАП. Ошибка квантования приводит к обогащению выходного спектра по бочными высокочастотными составляющими. При повышении разрядности ІІЛІІ ошибка квантования уменьшается. Соответственно уменьшаются амплитуды связанных с этой ошибкой побочных компонентов. 11а рис. 10 показаны спектры выходного сигнала для -1 и 8 разрядного I (АН.
В идеальном варианте отсчеты должны иметь не ограниченную разрядность, но на практике происходит их усечение до 10-16 бт. Конкретное значс
Рис. 10. Спектр 4-битного (о) и 8-6*«тхого (6) ЦАП
ние зависит от применяемого ЦАІІ, но чаще вс быстродействующие ЦАП имени разрядность і выше 12 бит.
Если используется полная шкала ЦАІI, то отпои пне мощности сигнала на выходе к мощности пимов квантования равняется 1,76+6,02^ лВ, где N количество разрядов ЦАІІ. »го соотношение ои деляст, какое максимальное отношение спгпал/ш может бытт.доетш пуго для конкретного ІІА11, од ко оно не представляет никакой информации осп тре побочных компонентов или о макенмальн амплитуде. Например, 8-рдзрядный ЦАІ1 имеет м сималмюс отношение сигнал/шум -19,92 дБ.
Важно отметить, что приведенное выше соотм шеииесправедливо только для случая, когда нспо/ ауется полная шкала ЦАП. При уменьшении у нм выходного сигнала мощность шумов кванто ння не меняется. При этом отношение сигиал/ш ухудшаете» пропорционально уменьшению нсполі іуемой части шкалы ПАП.
Передискретизации
Увеличение частоты днекретнзацнн в п раз » сравнению с удвоенной частотой верхней граиши рабочего шапазона н.иывают п кратной передне кремі инген. Основным полезным свонеівом пер» дискретизации являете» уменьшение уровня шуме кванюваї ия, приведенного к рабочей полосе часто Рис. II демонстрирует, как передискретизация улу шаег соотношение енгнал/шум. Уровень шум» квантовании зависит от разрядности І1.АП. На р> с у икс этот уровень показан заштрихованной плои лью. В случае передискретизации эта площадь ос етси той же. Однако на рабочую полосу частот* нерь приходится меньшая часть заштрихованії плошали, 'по означает улучшение соотношения с нал/шум.
Кроме того, передискретизация позволяет из внті,ся от побочных компонентов п-ю порядка, е 1:, ,1» > (и + I ) І'ХІАХ* ГЛС П — порядок побочного к покента.а 1:МАХ — верхняя граница иитересуюи часготтюго диапа.юна. Вместе с компонентом и-го рядка будут подавлялся и все компонент ы более і ких порядков. Друшмн слонами, чем больше о: шеиие І(1к/ГОІТ, тем мягче требования к ФНЧ и іучшуі*) спектральную чистоту можно получить
В системах, где частота дискретизации цифр то потока уже задана, для осуществления иере крепшции необходим специальный Интерпол:
11. Виміни* первдхаретиюиии
і фильтр. Нго используют, например, и рьнмтелнх компакт-дпекчш. Для DDS'ia дискретизации можно выбирать сво •. поэтому можно сказан., что для I >1 >S іискрстизация ничего НС СТОИТ, 1ІСКЛЮ-онечио, сужение рабочей полосы частот.
Амплитудная и квадратурная модуляция
в осуществления амплитудной модуля-нскоюрме PDS имени в своем составе юрой умножитель, который включен іу IІЗУ и 1ІАІI. На одни вход умножителя »тиют отсчеты н.» ІІЗУ, а на другой — код игтуды нз специального регистра. Меняя одшос этого регистра, можно осуществ-аштлитудную модуляцию. Разрядность сгра амплитуды обычно равна разрядно-ІАІІ. Примером такого |)[)S может слу »AIW854.
DSAP7008 имеет возможность квадратур модуляции. Д ія этого вмесго одного ПЗУ «пся ana. с таблицами sin и со.ч. Адресные їм лшх ІІЗУ соединены параллельно. Вы (ысколы поступают на два разных умно еле. Далее каш суммируются и только но Поступают на ЦАП. Для управления ум иими.мн имеется два регистра, которые н йот амплитуду компонентов I u I}. (которые DPS имени в своем составе до котельный ПАИ. выходной сигнал кото
о находится в квадратуре с выходным сиг им основного ЦАП (то есть реализованы гали їіп и cos). Генерируемые сигналы бу ичеіь прецизионно заданный сдвиг «|»а-д пивка не превышает 0,01“), частоту и амн гулу. Иногда этот лонолнигельньїГі ІІАІІ шо шюльзоватт. как программно-упран-эшйдля раинчных пелен (в качестве прн-pi — AD9854).
длительностью e/FCI.k. На выходе ПАП каждый отсчег удерживаете» в течение всего иерн ода дискреінзаини. поэтому для данного случая е I н весовая функция имеет вил sinc(j*Fol-T/FaK). Спектр выходного сигнала 1 >1 )S окапывается модулированным (рис. 12). Для примера на рисунке показан выходной сТіектр PPS, тактовая частота которого равна 100 МІ и. а выходная частота — 2-І Mi ll. И ре зультате действия весовой функции АЧХ PPS в диапазоне от Одо 1/21;, 1К испытывает спад на 3.92 дБ. Некоторые типы PPS имеют встроенную коррекцию весовой функции,так иазына смын Inverse Sine Filler. Этот фильтр включается между ПЗУ н ЦАИ. Он обеспечивает постоянную амплитуду сигнала «. точностью лучше ±0,1 дБ на выходе DPS до частоты 0.45F()K. Примером могут служить DDS AI)9852. AI >9854. Л1)9856.
Спектральная чистота выходного сигнала DDS
В результате дискретизации сигнала в его спектре появляются побочные компоненты.
которые лежат на частотах п-Рак і 1-',>1Г, где Р,, к — частота дискретизации, 1:пгг — выход пая частота, и — целое число (рис. 12). Лмпли гуды ЭП1Х компонентов будут промодулпро-паны весовой функцией. Например, при І'огт - О.ЗЗІ--первый побочный компонент имеет амплитуду всего на 3 дБ меньшую, чем амплитуда основного компонента. Это очень высокое значение, поэтому при проектировании систем с НІЖ необходимо обязательно учитывать влияние побочных компонентов. Следует заметить, что на частотах п*Рак весовая функция принимает нулевые значения.
Рели пошататься превысить значение выходной частоты до значення 1/21% (к, то первый мешающий компонепг ионадет в полосу 0... 1/21у,к. н он уже не может быть отфнльт роваи ‘РИЧ с частотой среза 1/2Р1 ,к.
Рассмотренные выше побочные компоненты являются следствием дискретизации сигнала и имеются даже в н; сальном случае. На Ирак і икс спектр выходною сшнала 1)1 >$ более сложен, он имеет н другие побочные компоненты. Их наличие связано с ошибкой квантования и с различными неидеальностя ми - н частности, с наличием у ЦАП интегральной и дифференциальной нелинейное гн. выбросов, а также с шумом, который связан с проникновением на выход тактовой частот ы и который не спадает по закону мпс(х). Эти аномалии проявляются и виде появлення в выходном спектре гармоник выходной частоты н других побочных компонентов (рис. 13). Обычно эти компоненты имеют нычптелыю меньшую амплитуду по сравнению с основным сигналом.
Качество выходного сигнала РР.Ч зависит от многих факторов, таких как фазовый шум
Весовая функция
Теоретически, дискретизованный но времс-ш квантованный но амплитуде сигнал пред шпег собой последовательность импульсов ipjuбесконечнобольшой амплитуды и беспечно малой длительности, площадь кото а конечна. >та площадь и определяет иначе t*отсчетов. На практике получение иослсдо Иеаыюстн импульсов Дирака невозможно, а распадение сш пала с помощью реальных ыпульсон приводит к модуляции спектра ijmiiicfi мік(ЛЕІ-,ЧІ1/І-, | к|, где е — козффн-цоп преобразования формы импульса Днра m реальный импульс той же площади, но с
Рис. 13. Дололмшелшие побочные компоненты »ок рвіульто! нелинейности ЦАП
Iаионом» сигнала, количество разрядок адреса таблицы sin ( г. с. усечения кода фа на), разрядности ИЛИ (усечения кода амплитуды). Другие характеристики НЛП, л также порлмс тры фильтра, разводка печатной платы также илняют на качество выходного сигнала. Особенно важными характеристиками ИЛИ являются линейность и знертпя выбросов. Встроенный и PPS ИЛИ имеет лансдомо хо рошие характеристики, а нот при niarkipc инешиего ИА11 следует уделить им повышенное внимание.
Наличие нелинейности у ИЛИ приводиi 1. поннлению н спектре выходного он нала тар моннк основной частоты. Их уровень минеиг 01 величины IICVIIIHCIIHOCTH ПАИ. Необходи мо отменив, что те гармоники, которые име ни частоту, большую l/2Fu,, могут попасть в рабочий диапазон частот в результате зерклль пого отображения спектра относительно час тот п1, | к. Исли диапазон частот, находмишн V» в интервале от 0 до I/2F, 1К, назвать I и и» ной 1 Кшкнисга, пт 1/2Г, j'f до 1\ тк — 2-п юной и т. д.. то можно сказать, что нее гармоники, попадающие в нечетные зоны Найкписга. будут зеркально отображены о 1-ю тону, то есть н рабочий диапазон частот.
Еше одним источником побочных комно центов янлиегся наличие у ИЛИ выбросов, которые имеют вид затухающих колебаний при скачках выходного сигнала. Неоднпако вое время нарастания и спала у ИЛИ также яплиетвя причиной появления гармоник.
Спектральная чистота выходного сигнала PPS в узкой полосе частот (обычно берется ширина полосы менее I % тактовой частоты), но центру которой лежит выходной сигнал PPS, п основном зависит от качества тактово и> сш нала. В меньшей степени она зависит от усечения кола фазы. Если тактовый сигнал имеет джиттер, то DDS будет тактироваться н неравно отстоящие промежутки времени, что приводит к размыванию спект ра выходного сигнала. Это особенно заметно, когда DPS тактируется схемой PLI,
ФНЧ
Для их устранении побочных компонентом на выходе I)DSиспользуется Ф114 I Antialiasing I tiler I. Идеальнын фильтр должен иметь еди-
ничный коэффициент передачи на частотах от
О ло частоты Найкписга и нулевой кон|>фици сит передачи на других частотах (рис I I, а). Однако реализован, такой фильтр на нрактн ке невозможно. 1'еальный фильтр в лучшем случае может иметь относительно плоскую ЛЧХ до частоты не более 90 % частопа I 1лш. виста, спал конечной крутизны вплоть ло час готы 1/21', ,к и конечное затухание для частот выше 1/21:г)К (рис. 1-1,6). При :»том,ксожалс нию, приходится жершовать частью рабочей полосы частот. ФНЧ является одним из самых критичных элементов системы с нспользона-нием 1)DS. Существует мною различных пи дон Ф114.1 (анболее часто используются филь тры Чебышева н Гауссовский. Семейство Че бышепа содержит четыре подтипа фильтров:
• фильтр Багтерворта (ЛЧХ полностью монотонна. колебании АЧХ отсутствуют, спад АЧХ достаточно плавный);
• фильтр Чебышева (ЛЧХ монотонна в по ю се заграждения; в полосе пропускания имеет колебания, причем чем круче спал, тем больше амплитуда колебаний);
• инверсный фильтр Чебышева (АЧХ монотонна в полосе пропускания; п полосе заграждения она имеет колебания, причем чем круче спад, тем больше амплитуда колебаний);
• >ллиптнческлй фильтр (ЛЧХ имеет колебания как п полосе пропускания, так и и поносе заграждения, зато спал АЧХ у jroto фильтра самый крутой).
Гауссовское семейство содержит три иодти на фильтров:
• фильтр Гаусса (АЧХ имеет форму, макси мально приближенную к крипом Гаусса, относительно линейная ФЧХ, относительно постоянная груннопая задержка);
• фильтр Ьсссели (АЧХ оптимизирована -тля получения постоянной групповой задерж ки, практически линейная ФЧХ);
• фильтр с ограниченными колебаниями групповой задержки (колебания групповой задержки не превышают устлнопленнон величины, относительно линейная ФЧХ). Фильтры Гауссовского семейства имеют
невысокую крутизну спада АЧХ. зато групповая задержка н них слабо запнент от частопа. Эти фильтры применяют п тех случаях, когда требуется работать с широкополосны-
ми сш налами. II качестве выходных фильтров 1 >1 >S больше подходят фильтры семейства Чебышева.
Использование DDS в качестве тактового генератора
К тактовому генератору обычно предьип ляются следующие требовлиия: выходной сигнал доджей иметь стабильную и точную частоту, постоянную скважность и малый джиттер. Ike зги качества легко сочетаются у генератора, работающего на одной частотс. например у кварцевого генератора. Снтуациг усложняется, если нужен генератор, способный обеспечивать разные выходные чаете И этом с/учае удобно использовать PDS пойду его уникальной способности к перестрой' по частоте.
Если на выход 1 (All I>1 )S подключить компаратор, то на выходе компаратора получг меандр с выходной частотой DOS. Одна' пот меандр будет иметь джиттер, достигаю' ший одною периода опорной частоты ИГ Причин* джиггера — наличие и спектре выходного сш нала множества побочных комт центов. Такой джиттер неприемлем ДЛЯ б«л шинели применений.
Может покупаться нелогичным для полу huh меандра осуществлять пифро-анолог преобразование, л затем применять коми л тор. Действительно, можно сразу исполь патт.старший разряд кода ЦАИ. У некотор PPS. ншример у тех. которые нспользу внешний ИЛИ, этот сигнал доступен, С представляет собой меандр с частотой пых ногоситала PPS, но джиттер будет таким как и в первом случае.
Умегыннгь джиггер можно повышение»! тактовой частоты. Кроме того, джиггер .unit сит от шачепня запрофаммнропанной пыхал нон частоты. Если выходная частота в цел* число раз меньше тактовой частоты, то джнт тер уменьшается до шачения, определяемой джиттером тактовой частоты. Дли иол учета тактоного сигнала с низким джиттером дд! любо»! выходной частоты все жо*требуетс1 промежуточное преобразование сигнала И аналоювын (синусоидальный) вид с послед™ виней фильтрацией и преобразованием в мя андрс помошыо компаратора (последний ip*l фнк на рис. 7). Аналоговый ФНЧ (или поло! совой фильтр) удаляет из выходною пинал! побочные компоненты. Поцапан на аналога! шли компаратор чистый синус, можно иолу! чнть меандре джиггером порядка нескольюш сотен пикосекунл. Дальнейшая фильтра им уже не улучшит результат, и джиттер остался ся ил уровне, определяемом компаратором Некоторые интегральные DPS InaiipiiMCfl АРУЯ541 специально для этой цели имея! встроенный компаратор с низким собстиея ным ажит-тером. не превышающим 80 не. I
11собходнмо отметить, что получить 1)111(1 ентелыю низкие частоты с малым джиттеров гораздо труднее, поскольку на таких частот* скорость нарастании выходного сигнал.! ПЛ намного меньше. Это приводит к появления на выходе компаратора значительного лжия терл. Например, практически невозможной
1 Не» побочных компонентом
а) ~ F^/a 2F0.
—* 4— Чость рабочего диопаюно терапии
! J ЛЧХ роальмого ФНЧ Частично подавленные побочные компонент . V * 1 * 1 > *1 , * ЧвОШО
6) **" *„/2
Рис. 14. ИйООПкМЫЙ (о) М рсОПкМЫЙ (6) ФНЧ
тоге I кГц получить джиггер менее 10 пс. •лому лучше с помощью 1)1)5 получить латочно высокую частоту (пс менее еди-ц мегагерц)* на которой и должен работать «иаратор. Затем :»ту частоту нужно поле ». др требуемою значения.
Способы повышения максимальной выходной частоты 005
Одним на наиболее существенных ограни ІКІІ при использовании I >1).ч п радиочастот їх приложениях является недостаточная мак иальпая выходная частота, которая не про «лает 45 % тактовой частоты. Существует юга различных способов обхода зтого огра чения. Иекоюрые щ них описаны ниже.
Использование побочных компонентов
Ограничение на максимальную выходную «оту можно обойти, используя одни на полных компоненто!» выходного спектра 0$. Для лтого его нужно выделить с помимо полосоною фильтра. І Іобочиьіе ком но злы имеют частоты:
^шиючії. ~ №Нок і Гснц» г N = 1.2,3 к т. д. (рис. 15).
Компоненты со .таком - минус- ведут се (обратным образом по огношенню к ос заной пас готе (и к компонентам со знаком Шэе») При увеличении пыходной часто *00$ эти компоненты перемешаются по илоте вниз, и наоборот То же происходит фзлой. Такая ситуация называется инвер ісй спектра.
Нужно сделать рял замечании, которые не-(ходимо учитывать при использовании постных компонентов ОРЯ. Во первых, выроем н нелинейность ИЛИ могут явиться рнчпиой появления дополнительных но очных компонентов, которые могут по асть и интересующий частотный диапазон, (о-вторых, огибающая спектра выходного Вгнала 01)5 вила мпсЫ вызывает уменмне-Шсамплитуды побочных компонентой Ни (шшешпо с основной выходной частотой. В Іезультпте отношение сигнал/шум При ІІС-кыккшапии побочных компонентов будет охс.ч*)то можно несколько исправить применением высококачественною ЦАИ или ис-киыиванием специальных приемов для по (шепни выбросов. Важно отмстить, что фа-іовиїї шум для побочного компонента Мается таким же, как н для основного пышного сигнала.
I Одним пт видов применений, для которых фошо подходит использование побочных юнюнентов, является істсродпи в узкополос-ШСИСТСМЛХ. Для выделения нужною КОМІІО' гяти ІЖР н VI IIі частотных диапазонов под-лагт ПАВ фильтры, однако вносимые ими Ю1МОЖНО, потребуй»! применения до Ішнтслі.иого усилителя ВЧ В случае если (буегся нерестронкл но частоте, нужно очень іпишелмю проанализировать выходной аодр005. гак как на одной ні частот наст-«Пні в полосу пропускания фильтра могут пусть сразу несколько компонентов.
Таким образом, работая за пределами частоты 11айквиста, можно сразу получи п. необходимые частоты, сэкономив па дорогое!он ших высокочастотных схемах (гетеродине, смесителе, фильтр. Практически можно использовать 3—4 первых побочных компонен ia. так как далее их амплитуда падает и cooi ношение сигнал/шум статичней неудовлетворительным.
Гибридный PLL/DDS синтезатор (DDS-Driven PLL)
В настоящее время при конструировании сшггезато|»ов частоты инженер может выбирать между 1)1)5 и l'LI_ Тем не менее части та кой выбор невозможно сделать однозначно, и разработчику приходится искать компромисс или разрабатывать дополнительные схемы для компенсации недостатков одной из этих технологий.
Ианлучишм решением в згой ситуации мо жег оказаться построение гибридного 1*1.1 /DDS синтезатор;!, который позволяет получи i ь иаилучшне параметры полосы частот, разрешения, скорости перестройки, чистоты выходного спектра и простоты с.чемотехннче-ской реализации.
Очень малый niai перестройки частоты у l>l)S создает хорошие предпосылки дли содда нии гибридного PLL/DDS синтезатора. В PL1 синтезаторе опорная частота, по сути, умно жаегся на К = M/N, где М — коэффициент деления выходной частоты (частоты VCO), N коэффициент деления опорной частоты. Гели вместо опорной частоты для И I синтеза юра использовать выходную частоту I >1 >S
синтезатор (рис. 16), то будет умножено как значение самой частоты, так и значение шага ее перестройки. Однако шаі перестройки у
I М )S имеет с толь малім значение, что результирующий Нілі все еще будет оставаться очень малым. В то же время диапазон выходных частот осганстся типичным для PLL. что составляет на сегодня несколько гитагерц. Комбинируя перестройку DOS и 14 I енптем-юрон, можно перекрыть очень широкий лил плзон частот, и то время как выходная частота DDS будет меняться в очень малом диапазоне. Это но июляеі использовать для фильтрации выходною сигналы !>I)S монолитные полосовые фильтры, что упрощает конструкцию и позволяет получить хорошее подавленно побочных компонентов. Шаг перестройки частоты с помощью PI I. составляет I I >1 )S_AV-M/N, где 1-І>DS_AV - средняя частота на выходе DDS. Необходимый для непрерывного перекрытия частот диапазон перестройки выходной частоты DOS равен l:l)|)S_AV (M/N)inin, і де (M/Nlmin — мини малі.нос отношение M/N при перестройке PI I. Необходимо заметить, что шаг перестройки частоты гибридногосинтезатора завн сит от отношения M/N и на разных участках диапазона разный. В гибридном синтезаторе 1)1)5 может работать и і относительно низкой тактовой частоте, что * тому же благонрият но скажется на лнергопотребленнн.
Как уже указывалось в гибридном синтеза юре вместо опорной 1 астоты для PI I спите ia юра используется выходная частота 1)1)5. Несмотря на ю что DOS имеет фа юные шу мы ил уровне опорного генератора, а уровень побочных компонентов после фильтрации не
Оіибоюиіоа спектра «ида »іп(*)/я
г с с АЧХ полосового фильтра
ХГад” схл 'ад “ош
f :i
100 їм
Рис. 15. Испольюбомм# побочнид компомеитої яиходиого спе*тра 0DS
2*0.-fo
_1_
176
Частото, МГц
хуже, чем у качественного опорного генера тора, нее же необходимо проанализировать влияние качества опорного сипыла PI.L на ка честно пыходного сигнала. Петля PLL лейст нуег на выходной сигнал как полосовой фильтр периою порядка. Полонина ширины пропускания лтого фильтра равна полосе пропускання нсгли ФНЧ. Петлевой фильтр PI.L действует как перестраиваемый полосо-ной фильтр, центральная частота которого всегда ранна выходной частоте, несмотря на то, что реализован он н виде непересгранпае-мого ФНЧ. В результате все побочные состав ляющне, лежащие вне полосы пропускания лтого фильтра, будут ослаблены. Однако на собственные шумы VCO лто правило не распространяется.
Аддитивный белый шум. который создают схемы DDS, будет ослаблен как полосовым фильтром на выходе DDS, так и фильтрую-ішім действием петли PLL. Таким обралом, выходной сигнал гибридного синтезатора будет представлять собой чистый тон, который находится на пьедестале шумов и побочных компонентов. Ширина пьедестала соогвстст вует полосе иронускаиня фильтра на выходе DDS. Нели использовать узкополосный килр цевый фильтр, то ширину пьедестала можно сделан, экстремально малой. Вообще выбор полосы пропускания и центральной частоты фильтра довольно сложный вопрос, который должен учитывать скорость перестрой кп. шумовые характеристики н возможность непрерывного перекрытия частоты. Хорошие фазовые шумы диктуют малое отношение M/N и, соответственно, высокую опорную ча
стоту P1.L Малое отношение M/N требует широкой полосы перестройки DDS и, слсдо взтелыю, широкой полосы пропускания фильтра для непрерывного перекрытия частоты. С другой стороны, узкая полоса пропускании фильтра неіаглвпо сказывается на скорости перестройки. Наличие у РІ.І.-спите .шора делителя опорной частоты с программируемым коэффициентом имения несколь ко увеличивает свободу выбора центральной частоты фильтра. Тем не менее выбор поло сы пропускания и центральной частоты фильт ра должен производиться с учетом всех лих факторов.
На рис. 17 приведены спектры сигнала на выходе DDS (Н МГц) и на выходе PL.I. спнте-іатора (8% МГц), для которого 1 M)S является опорным генератором. На спектре сигнала IM.I виден шумовой пьелестал. хотя спектральная чистота все равно остается хорошей.
PLL-синтезотор со сдвигом частоты с помощью DDS
Для того чтобы получить высокое частот -нос разрешение для PI 1 синтезатора, можно добавить елвиг выходной частоты» выполненный с помощью DDS. Структура такого синтезатора в точности такая же, как н у многоцелевого PI I сишезатора. Только PLL высокого разрешения заменена на I >1 >S (рис 18). В этом случае частотное разрешение булег таким же. как и у DDS (или в Р раз хуже, если применен дополнительный п|чч'калср). Одновременно такой синтезатор будет иметь широкую полосу рабочих частот, свойственную
Рис. 17. Спектр »ыходиого сиг»ола DDS (о) и DDS-Driven Ptl (6)
РІ.І.-снн іемторам. І Іоскольку частотное раз-1 іччиеіше определяет I >DS, n o делает возмож- f иым выдать частоту сравнении в РІ.І. оню ентельнобольшой. A .IT») позволит увеличить частоту среза ФНЧ в петле, что обеспечит от носительно быструю перестройку по частоте. Низкий коэффициент умножения в PLI. поз-! воляет получить низкий уровень фазовых) шумов. Фазовые шумы выходного сигнала п полосе пропускання истин равны фазовым шумам опорною генератора * 20log( M/N) ДМ І Іплкое отношение M/N минимизирует фаю-1 вые шумы. Обычно полоса пропускания пет-1 ли составляет около 10 % от частоты сравнения. Повышенная чистота сравнения позволяет увеличить полосу пропускания, что приведет к подавдеиню шумов VCO в более широко» полосе частот.
Выходная частота синтезатора будет oiif деля і ьс». формулой:
Fon = ip-M/N)-K:i.K + PIDDS.
Если дополнительный делитель частоты I Р отсутствует, то следует принять Р = I.
PI.1. обеспечивает фубый шаг I , I K/N,anuyi ри шага перестройку обеспечивает DDS. (д> веісгвенно, рабочая полоса частої I >1 >S доижн имел, ширину не менее, чем один шаг PI.1-
Прсобразованк* выходной частоты впер»
І Іростьтм способом расширения частотное II диапазона I )I)S являсгся преобразование чае готы вверх (рис. 19). Для лтого огфн.тьтровш иый выходной сигнал DDS частотой Ь, now ется на смеситель вместе с сш налом высоко* стогною генератора частотой К. На пыхом смесителя будут присутствовать компонент]
I-. + F, и Н.- Ь',, одну из которых можно вин | лить выходшам полосовым фильтром. В об I шем случае преобразование можно втаполіпп і не на фнкенронанную частоту, а с помоши прямого аналогового синтезатора (DAS этом случае будет иметь место DDS/DAS-ciniTciaiop. возможности ройке у которого еще шире.
pa (IMS). ■ і нбри uiia н по nqvoj
*
Рис. 18. Сдай? 1ЫХОДНОЙ частоти Pit с помощь» DDS
Fractional PLL синтезатор
I IpmiciiiiH DDS и петле PI.I., можно побит ся дробных коэффициентов умножения41 тоты. Если последовательно с М-делнте* включить PDS (рис. 20), то результирунмщ коэффициент умножения булег рак К = 2*-M/N'Mm)s, где М„т — код частая DPS. Таким обралом, в качестве опорнойчя тогы Г DS используася выходная частота ИЯ поделенная прсскалером. »то возможно, ш как DDS допускает изменение опорной чжш ты и н проком диапазоне. Сохраняя псе ив ства PI.1 синтезатора, такой синтезаторйуж иметь более высокое частотное разрешая
Примеры DC
В последнее время DDS стали иар.швал/ же в недорогие микросхемы. 11римером служить микросхема TRF49Q0 «|)нрмы Instruments, которая предназначена для роении маломощных передатчиков. Эта
I
КОД ЧАСТОТЫ
выход
F,-F,
или
F. + F,
Рис. 19. Сд***г «ыходмсм частоты DDS морд
Рис. 20. Frochonol PU синтезатор
DVOO DGND AVOO AGND RffOUT FSAOJ Rif IN
Рис. 21. Структурна* схема DOS AD9835 фирмы Anolog Devices
а iooi \
«МИКРОКОНТРОЛЛЕРУ
Eslk.
L
_LL
DVD0 AVDD
SCIK COMP
SDATA
Я SYNC
REfIN
PSEII
«ею REFOUT
fSEl FSADJ
MCU IOUT
OCNO AGNO
Рис. 22. Схема шлючен** DDS A0983S
росхема представляет собой оконченный не редлтмнк дли диапазона 850-930 Ml п. может использовать аналоговую FM или цифровую PSK -модуляцию при скорости передачи данных до 115 Кбод. Ишачил ** FSK модуляцию обеспечивает встроен «ый DPS. который ун равлясг I’l I. Гъплголлря DDS микросхема может работать в системах радиосвязи с перескоком частоты (frequency hopping). Время пере скока составляет око. о 30 мкс. Микросхема имеет 24 та подпои корпус, иявленная цена и партиях от 1000 штук составляет всего S2.19.
( «дует отметить, что сфера применения DDS не ограничивается радиочастот ным оборудованием. НедорОмя микросхема питег радыюю DDS может с успехом выполнять и роль генератора звуковых частот. И ном еду чае возможна работа с переднскрепшапнеП. что повышает качество выходного сигнала и упрОшаст аналоговый фильтр.
Параметры интегральных DPS приведены н таблице на следующей странице. Полными DDS являются все модели от Analog Device* и одна модель (ISI.53I4) от Intersil, имеющая, правда, 14-битный ЦАГ1. Остальные микросхемы представляю! соб<чТ Numerically Controlled Oscillators I NCOs) и требуют применения внешнею ЦАП. Самые быстродействующие микросхемы фирмы Gigabit l ogic вообще содержат только аккумулятор фала и требуют еще и внешнего I НУ. Некоторые микросхемы имеют дополнительные узлы. Например. HSP45I1(< имеет смеси ель, a AI W85<> представляет собой квадратурный up converter.
И качестве конкретного примера можно рассмотреть структуру недорогого DDS AD9835 фирмы Analog Devices. Микросхема имеет 16 выводов, максимальная тактовая частота составляет 50 МГц, для работы требует ся всего одно напряжение питания +5 И, потребляемая мощность не превышает 2(Ю мВт.
Структурная схема DDS AD9835 показана на рис. 21. Упрандсш с DDS осуществляется с помощью трехпроводиого последовательною интерфейса, максимальная частота которого составляет 20 Ml п. DDS имеет встроенный 10-разрядный ПАП с токовым ныхо дом. Номинальный выходной ток для полной шкалы составляет 4 мА. Значение этого тока может задаваться внешним резистором. ЦАП работает как со встроенным. 1ак и с внешним источником опорною на пряжения. DDS имел 32-разрялный аккумулятор фазы, что при тактовой частоте 50 МГц обеспечивает частотное разрешение около 0.01 Ги. Внутри DDS кол фазы имеет разрядность 12 бит. Для осуществления фазовой модуляции между аккумулятором фа зы и H.iV включен сумматор, на который поступает кол фазы < одного из четырех регистров. Переключение регистров может осуществляться как через последовательный интерфейс, так и с помощью внешних вы подов PSF.10 и I'SI I I. Имеются также два регистра частоты, которые также могут переключаться двумя способами. Это позволяет осуществлять высокоскоростную FSK-моду-ляиию.
Схема включения DDS AD9835 показана на рис. 22. ■■
Таблица 1. Харсгтеристмхи наиболее распространении* интегральных DOS
Тип fou. mox, МГц Разрядность кода чостоты, бит Роір«диосгь коде tin, бит Рагредиостъ кода со*, бит Встроенный ЦДЛ Модул«ци* Ш-иа упрошеии* Количество ■ыиодоа корпуса Особенности |
Irtervl \
HSP45I02 40 32 12 - - QPSK. BFS* s 28 NCO
HSP45106 33 32 16 16 FM. PM. PSK. FSK S B5 NCO
HSP4JI16 52 32 16 16 - AM, FM, PM, PSK. FSK. QAM P 160 NCO'Mixtf
1515314 125 4В 14 ♦ QPSK. FSK if 43 DOS
Ovolcomm
022401- 1 50 24 10 - P 44 NCO
|~02240(-2 100 32 12 - - $ 64 NCO
022401-3 100 32 12 - p 64 NCO
02348 130 32 12 - - 6FSK. BPSK, QPSK. PSK 100 NCO j
02334 50 32 12 PSK, FSK. BFSK p 68 NCO
&яоЫ 1ов<
10GI02 1000 32 12* p 68 C>MMOrop
100103 1000 * 12* 12* - p 66 су—ютоо
Analog Device*
А07006 50 32 10 - » AM QAM PSK. FSK if 44 DOS
AD9831 25 32 10 PSK. FSK p 48 DDS
AD9830 50 32 10 - PSK. FSK 48 DDS
А09650 125 32 10 » PM, FM S.P 28 DOS
AD9351 180 32 10 - PM, FM 28 DOS
AD9832 25 32 10 - ♦ PSK .FSK s 16 DDS
AD9835 50 32 10 - PSK. FSK s 16 DDS
А09852 300 48 12 12" AM. FM PSK. FSK S.P 80 DOS
AD9854 ~| 300 48 12 12** ♦ AM FM, PSK. FSK 80 DOS
AD98S6 160 32 12 - ♦ AM. QAM p 48 Upconvfrttf
* — рОзрідмостії одреса дл» »ношнсю ПЗУ;
* * — может работать хо* програ»лм><о-упра*л»емый ЦАП
