Быстродействующие импульсные стабилизаторы напряжения с модульным принципом построения и дискретным управлением Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.314

Быстродействующие импульсные стабилизаторы напряжения с модульным принципом построения и дискретным управлением

Ю.В. Краснобаев3*, Д.В. Капулина, Д.В. Гончарук6

а Сибирского федерального университета Институт космических и информационных технологий Россия 660074, Красноярск, ул. Киренского, 26 б б ОАО «Информационные спутниковые системы

им. М.Ф. Решетнева» Россия 662972, Красноярский край, Железногорск, ул. Ленина, 52 1

Received 13.08.2012, received in revised form 20.08.2012, accepted 27.08.2012

Рассмотрен дискретный закон управления импульсным стабилизатором напряжения понижающего типа с модульным принципом построения. Предложен вариант реализации закона управления при формировании дискретного управляющего сигнала микроконтроллером. Приведены результаты исследования макетов импульсного стабилизатора напряжения, выполненного на основе одного и двух силовых модулей, каждый из которых имеет микроконтроллерное устройство управления. Показано достижение астатизма выходного напряжения и малой длительности переходных процессов в стабилизаторах.

Ключевые слова: быстродействующий импульсный стабилизатор напряжения, силовой модуль, цифровое управление.

Введение

Энергопреобразующая аппаратура (ЭПА) систем электропитания (СЭП) спутников связи, навигации и геодезии создается на основе импульсных стабилизаторов напряжения (ИСН). В мощных СЭП применяются ИСН, выполненные на основе параллельно включенных силовых модулей (СМ). Это позволяет улучшить массогабаритные характеристики ЭПА, повысить ее надежность и снизить уровень электромагнитных помех, связанных с импульсным режимом работы ИСН. Для удовлетворения возрастающих требований со стороны потребителей электроэнергии к стабильности питающего напряжения в динамических и статических режимах работы и увеличению гарантийного срока работы ЭПА и СЭП в целом разработчики ИСН

* Corresponding author E-mail address: uvkras@mail.ru

1 © Siberian Federal University. All rights reserved

осуществляют синтез более совершенных законов управления и решают вопросы по схемотехнической реализации найденных законов управления [1].

При синтезе таких законов управления решаются задачи по обеспечению заданных требований по стабильности выходного напряжения и уровню выходного импеданса ИСН с учетом заданного срока функционирования спутников, а соответственно с учетом деградационного изменения параметров силовых цепей и устройств управления ИСН. Схемотехническая реализация таких более совершенных и сложных законов управления ИСН на основе дискретных элементов и микросхем малой степени интеграции приводит к увеличению массы и габаритов устройств управления (УУ), повышению их собственного энергопотребления и снижению надежности работы, что в конечном итоге ухудшает характеристики ЭПА. В связи с этим актуальна работа, направленная на применение в устройствах управления СМ микросхем высокой степени интеграции, например микроконтроллеров.

В устройствах управления ИСН на протяжении длительного времени находят применение микроконтроллеры, выполняющие сервисные, контрольные и вспомогательные функции [2-4]:

• включение ИСН с обеспечением режима ограничения пускового тока;

• отключение ИСН при возникновении нештатных ситуаций;

• очередность подачи питающих напряжений на несколько выходов ИСН;

• взаимная синхронизация нескольких силовых модулей ИСН;

• диагностика работоспособности отдельных силовых модулей ИСН;

• включение устройств охлаждения;

• управление уровнями стабилизируемого выходного напряжения и токоограничения;

• регистрация нештатных ситуаций и сбоев в работе.

В последние годы предпринимаются попытки задействовать микроконтроллер для выполнения не только сервисных, контрольных и вспомогательных функций, но и функций по стабилизации выходного напряжения ИСН [5]. Поэтому возникает задача по разработке новых или адаптации известных законов управления силовыми модулями ИСН, исходя из минимизации количества процедур оцифровывания входных информационных сигналов за период преобразования энергии в силовом модуле, использования простых и экономичных по времени расчетных процедур при обработке входных информационных сигналов для формирования выходного импульсного сигнала управления силовым ключом СМ. При этом полученные законы управления должны обеспечивать реализацию оговоренных выше требований по возможности увеличения выходной мощности ИСН за счет увеличения числа параллельно включенных СМ, повышения стабильности выходного напряжения в динамических и статических режимах работы и увеличения гарантированного срока работы.

Методы исследования

В [5] предложен метод и осуществлен синтез последовательного корректирующего устройства ИСН понижающего типа с ШИМ (рис. 1), обеспечивающего близкие к минимально возможным амплитуду и длительность отклонения выходного напряжения ИСН в переходных режимах, вызванных коммутацией нагрузки. Метод синтеза разработан для случая малых отклонений длительности импульса управления

Рис. 1. (Лиловая цепь импульсног'о стоСилио ато ра напряжения понижающего типа

(1)

где Т - нериод преобразования.

Он заключается в приведении системы с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) к системе с амплитудно -импульсной модуляцией (АИ(Л), синтезе последовательного корректирующего устройства с использованием третьего полиномиального уравнения синтеза и обратного перехода от системы с АИМ к (системе с ШИМ, учитывающего специфику, вносимую ШИМ. Такой подход позволяет дос тичь минимальной конечной длительности переходных процессов при наличии отклонения параметров корректирующего ус тройства и силовой цепи ИСН от номинальных.

Синтез осуществляется по регулируемым составляющим переменных состояния, под которыми понимают отклонения пеоеменных состояния от' их значений в стационарном режиме. Временные диаграммы, поясняющие процесс выделения регулируемых составляющих, приведены на рис. 2. Здесь 0и 1Си Сх - токи нагрузки, конденсатора и дросселя выходного фильтра ИСН, иСр - реиулируемая составляющая напряжения на емко сти конденсатора выходного фильтра, иу - входной сигнал ШИМ, С/ШИМ - опорный пилообразный стгнал широтно-импульсного модулятора, т = 1, 2, 3,.. На временных диаграммах токов регулируемые и стационарные со-етавляющие обозначены дополнительными индексом и «р» и «ст».

Дискретная передаточная функция последовательного корректирующего устройства, синтезированная с исполь зованием рассматриваемо го метода, имеет вид

где <Т = /С/Т, 1 и С - индуктивность и емкость выходного фильтра ИСН.

В [5 ] пред ложь н вариант реализации в ИСН понижающего типа с ШИМ корректирующего устройства (2), при котором используются только дискреоные значения регулируемой составляю щей напряжения на емкости конуенсатора выходного фсльтра ИСН. Согласно эт ому варианту реализации регулируемая составляющуя входного сигнала широтна-импульсного модулятора имеет вид

где ССвх - напряжсоие на входе ИСН, Км=Д/и.у/Диу(тТ)=Т / ит, СУС.р(тТ) - дискретные значения регулируемой составляющей! нюпряжения на емкости конденсатора выходного фильтра, Ст -амплитуда пилообразного оапряжения ШИМ.

Здесь и далее с счетом выполнения увловия (1) считается, что приращение длительности импульса управления Диу мало и управляемое переключение силового ключа ИСН происходит

НК(р) сС + ё^огорТТ,

(2)

(3)

Рис. 2. Временные диаграммы, поясняющие процесс выделения регулируемых составляющих

в моменты времени тТ, а, следовательно, интервал времени между соседними управляемыми моментами переключения остается нелзменным и равным периоду Т Текущие значения динамической состалляющей входного си гнала широтно-импульсного модулятора определяются как

ЕЛ, (тТ) = иул ((п - С)Н) не Мур (пГ). (4)

Опрлделигь регулируемую солтавляющую напряжения иС.р на емкости кондкнсатора выходного фильтра ИСН путем проведения вычислительных операцис с диккретными или непрерывными значениями выходного напряжения ЦРвых стабилизатора не предстевляется возможным. Это объясняется тем, что схема замещения конденсатора выходного фильтра ИСН может быть представлена в виде последовательно включенных емкости Сф конденсатора и его внутреннего активного сопротивления ЯС. Поэтому в выходном напряжении ИСН - напряжении на конденсаторе выходного фильтра ИСН - кроме напряжения на емкости иС присутствует напряжени) ЖуС на внутреннем активном сопро тивлении Ш)С конденсятора. Пагкольку внутренне е активное сопротивление іГс конденсатора подвержено значительным изменениям под действием температурного и временного факторов, то и напряжение ПКС также будет изменяться, а, спедоватеоьно, определить напряжение )Ь на емкости конденсатора, например, путем вы-читакия неопределенного напряжения иш из выходного напряжения ^вых не представляется воз можным.

Вычислить приращение за период Т регмлируемой составляющей напряжения ДиСр на емкости еонденсатора можно пухум интегрирования на интвреяле врамени, ратном периуду Т, приращения регнллруемой составляющей Д0С.р тока конденсатора

1 шТ

Дис.а (шТ) = - | ДСр ((ш - 1)Т)ІЇ. (5)

С (ш-1)(

Посколькщ приращение регулируемой составляющей тока конденсатора на интервале между регулируемыми моментами времени тТ переключения аилового ключа ИСН остается

- ЗИП -а

неизменной (рис. 2), то для его определения достаточно вычислить первую разность тока конденсатора

МС р (тТ) = IСр (тТ) - 1-р ((т -1 )Т)

или

Мс.р (тТ) = 1Ср (+Т + т) - 1Ср -т - 1)Т + т), (6)

где т < Т—в общтм случае произвольно выбранный фиксированный интервал времени.

Для того чтобы располагать временем для проведения вычислиоельных процедур, необходимых доля определения входного сигнала широтно-импульсного модулятора к моменту времени тТ, це лесообразно т выбирать таи, чтобы моменты времени (тТ+т) моксимально удалить от моментов времени тТ регулируемого переключения силового ключа ИСН. Для ИСН понижающего типа и пру модуляции заднего фр онта импульса моменты времени (тТ+т) следует выбрать непосредственно после мо мента включения силового ключа ИСН. Поскольку как правило, пн ИСН понижающего типа статический коэффициент заполнения 0Сзвт>0,25, то на процедуры выборки дискретныа значений входных сигнолоо к прояедяние вычивлкний истается время, близкое к четверти периода преобранования. Исполь зование выражения (6) позволяет определить Д1Сн(тЛ) в момент времени (тТ+т). Посмольку приращения регулируемой составляющей напряжения на интервале между регулируемыми моментами переключения силового ключа ИСН постоянны, то (5) можно записать в виде

Дис р (тГ) =С Д1Д ((т - 1)Т + х). (7)

Определить дискретные значения регулируемой составляющей напряжения на емкости конденсатора лыходного фильтрл можно по выражению

Кс.р (тТ) = Кс.р ((т -1)+) + ДеиС р (тТ). (8)

Таким образом, замена процедуры интегрирования согласно (5) ооредепением площади прямоугольника согласно (7) позволяет определито приращение регулируемой составляющей нрпряжения на емкости уонденсатора Дег^ата) и саму регулируемую составляющую напряжения ЦУСр(тТ) в окрестности момента едемени (т-1)Т+т, т. е. раньше момента времени тТ, в окрестности которого формируется регулируемый фронт импульса управления силовым ключом. Соответственно, и вычисление входного сигнала широтно-импульсного модулятора с использованием (3) и (4) также может быть произведено ранее моманта времени тд в окрестности момента времени (т-1)П+н.

Не рис:. 3 приведена еоруктурнря схема ус тройства управления, реализующего дискрет-рый закон (2) формировения еходного сигналр ШИМ.

Устройства выбореи и хранения (УВХ1-УВХ3) обеспечивают выборку входных сигналов в моменты времени (тТ+т) и хранение выбранных значений сигналов на последующих интервалах времени длительностью в период преобразования Т. Измеритель первой разности (ИПР) обеспечивает выполнение (6), вычислитель В1 производит вычисления согласно (7) и (8), а вычислители В2 и В3 - согласно (3) и (4) соответственно.

Рис. 3. Структурнея схема, поясняющая процосс фгрмирования сигнола ШИМ

Для обеспечения астатизма выходного напряжения ИСН используется способ, аналогичный применяемому в ИСН с вариантом реализации закона управления по мгновенным значениям координат состояния, согласно которому входной сигнала иу ШИМ формируется как сумма динамического стгналом управления иус и сигнала Уу, задающего статический °ро-вен1> выходного непряжения. Сивнал иу>т вычисляется кел интеграл сигнала рассогласования по напряжению, взятый с некоторым коэффициентом Кр, причем величина втого коэффициента выбирается достаточно малой , чтобы на интервале переходного про цесса приращгния сигнпл Ну.ст был много меньше приращения динамического сигнала управления Н/уд. Это исключает влияние сигнала иуст на динамические хсуактеристики ИСН. В рассматриваемом ИСН с дискретным способом формирования входного сигналу модулятора сигнал Ну вычисляется посредством вычислителя В4 соглавно выражению

т

и у.сс = К о (9)

к=1

где £(&Т)16 ивых(ту) - иу - дискретные значения сивннла рассогласовнния по напряжению, и0 -задающее напряжение.

Результаты исследований

Для проверки работоспособности рассмотренного алгоритма обработки дискретных значений информационных сигналов и формирования импульсного сигнала управления силовым ключом СМ использован макет силового модуля, управление силовым ключом в котором обеспечивается микр оконтроллерной техникой. Оцифровывание входных сигналов производится внешним аналого-цифровым преобразователем (АЦП) МАХ130В, вынислительные процедуры - микроконтроллером ATMEGA128Aа Силовая цепь макета СМ имеет следующие параметры: индуативкость дрнсселя Ь = 110-180 мкГн и зависит от силы протекающего тока, емкость конденсатора выходного фильтра С = 1000 мкФ, период преобразования Т = 25 мкс, входное напряжение Нвх = 25-80 В и выходное напряжение Нвых = 15 В.

На временных диаграммах рис. 4-6 приведены осциллограммы процессов в СМ понижающего тина с микроконтроллерным управлением. На этих диаграммах луч 1 является сигналом управления ключом, коммутирующим нагрузку. При этом ступенчатое приращение тока нагрузки составляет 1,2 А. Луч 2 - сигнал с выхода датчика тока дровселя СМ в масштабе 2 А/ деление. Луч С отображает поременную составляющую напрсжения на выходе СМ. В макете используется аналоговый способ выделения сигнала рассогласования выходного напряжения

АВДДНЕ

л. -Ги

0*т«ст £

СН5. 5О0тУ :т ■ 5-0е1-ГИ43*

Рис. 4. Осциллограммы процессов в макете силового модуля понижающего типа

1ёк _Г1_ □ |) й МРишг™ м;ии«

+

м Л_

м 10М

ГКЭ 50.0пУ 01 ■ ■ 5-Ой-Т|1**

Рис. 5. Осциллограммы процессов в макете силового модуля понижающего типа при подключении нагрузки

и его интегрирования. Для этого применяе тся источник опорного напряжения и интегратор на операционном усилителе. При этом вычислитель В4 (см. рис. 2) упраздняется, а на вход АЦП поступает интеграл сигнала рассогласования выходного напряжения. Этот сигнал отображается лучом 4 осциллографа. Входное напряжение СМ составляат 50 В. Па рис. 5, 6 более детально показаны временные интервалы в окрестности моментов коммутации тока нагрузки.

Рассмотренный вариант реализации (2) с применением дискретных значений регулируемой составляющей выходного напряжения может быть использован и для управления СМ, входящими в состав многомодульного ИСП. Устройство управления СМ, входящим в состав многомодульного ИСП, помимо задач по обеспечению требуемого качества выходного напряжения в динамических и статических режимов работы должно решать и задачу по распределению тока нагрузки между отдельными модулями, входящими в состав ИСП. Как правило,

Тек _П_ □ тмэот

4

шт ''щшшшшштк ™

■

М100лЛ

СН5 50.0(П^ :ж ■ ■ 5-Ост-И 1*41

Рис. 6. Осциллограммы процессов в макете силового модуля понижающего типа при отключении нагрузки

разработчики стремятся обеспечить равномерное распределение тока нагрузки между СМ, что позволяет выровнять тепловыделение в модулях. Для равномерного распределения тока нагрузки между СМ при аналоговой реализации УУ часто используют' контур) отрицательной обратной связи (ОС) по току дросселя. Применение этого контура формирует наклоаную внешнюю характеристику модуля, что способствует выравниванию выходных токов СМ.

Астапизм выходного напряжения многомодульного ИСП обеспечивается за счет контура ОС, интегрирующего сигнал рассогласо вания по напряжению. Применение в УУ контура отрицательной ОС по току дро сселя можат негат ивно отразиться на динамических характеристиках СМ и многомодульного ИСП в целом), так как отрицательная ОС по току дросселя препятству ет из менению тока дросселя, необходимому для компенеации приращения тока нагрузки. Поэтому сигнал ОС по току дросселя подвергается частотной коррекции апериодическим звеном с постоянной времени, превышающей длительность переходного процесса при стабилизации выходного напряжения.

Применение подобного подхода при дискретной обработке информационных сигналов возможно за счет введения контура ОС по току. Структурная схема, поясняющая процесс формирования сигнала ШИМ при наличии контура ОС по току дросселя, приведена на рис. 7. Пеобходимая частотная коррекция сигнала ОС по току дросселя может осуществляться как внешней КС-цепью до поступления сигала на УВХ4, так и программными средствами с помощью вычислителя В5 (рис. 7).

Исследование процессов в макете СМ, устройство управления которого дополнено контуром ОС по току дросселя, не выявило существенного изменения динамических и статических характеристик. Па рис. 8 даны осциллограммы процессов в СМ понижающего типа с контуром ОС по току дросселя, полученные для режима работы, идентичного режиму, в котором получены осциллограммы, приведенные на рис. 4-6. Основное отличие осциллограмм, приведенных на рис. 4-6 и рис. 8, состоит в том, что сигнал на выходе интегратора сигнала рассогласования (второй снизу) при отсутствии контура ОС по току дросселя отклоняется незначительно, в то

Рис. 7. Структурная схема, поясняющая процесс формирования сигнала ШИМ при наличии обратной связи по току дросселя

Тек

Л.

сш

ІЇ

ЛЙМЧт

УоШДЛ*'

шш

IX

Ус1Т49в

М г.Мт

СЮ УШГпУ СНА I 5-0(1-111*33

Рис. 8. Осциллограммы процессов в силовом модуле понижающего типа с контуром обратной связи по току дросселя

V.

время как при наличии контура ОС по току дросселя пр оисходят существенные изменения величины сигнала на выходе интегратора. Это объясняется тем, что изменение си гнала на выходе интегратора сигнала рас согласо вания компенсирует приращения сигнала контура ОС по току дросселя, что позво ляет обеспечить астатизм выходного напряжения силового модуля.

Функционарьная схема ИСП, образованного двумя параллельно включенными с иловыми модулями, изображена на рис;. 9. Кроме силовых модулей СМ1 и СМ2 в состав ИСП входит общесистемный блок (ОСБ), который содержит задающий генератор (ЗГ) и интегратор сиг нала рассогласования (И), который выполняат о перацию интегрироеения сигнала рассогласования

е(Т)=иВыХ(/)-и0П,

где иоп - опорное (эталонное) напряжение.

В качестве датчика тока юонденсатора (ДТК) использован трансформатор тока. Детчик тока дросселя (ДТД) выполнен в виде двух трансформаторов тока, работающих в однотактном режиме. Первичная обмотка первого трансформатора включена последовательно с силовым

Рис. 9. Функциональная схема двухмодульного ИСН понижающего типа

ключом К, вторичная - с диодом УБ. Вторичные обмотки через выпрямляющие диоды подключены параллельно и нагружены на резистор, на котором формируется выходной сигнал датчика.

Приме не ние вне шнего ЗГ позво ляет орг анизовать работу сило вых модулей на одной частоте, а временной сдвиг процессов для создания многофазного режима работы обеспечивается временными задержками, реализуемыми микроконтроллерами, входящими в схемы управления (СУ) силовых модулей. Применение в ИСН общцго интегратора сигнила рассогласован ия является обязательным уолооием параллельной работы, поскольку применение такии интеира-торов в каждом силовом модуле приведет к интегрированию различных по величине сигналов рассогласования по напряжению, достижению предельных значений интегралов сигналов рассогласования в большинстве СМ и прекращению их работы в режиме стабилизации выходного напряжения. Кроме того, использование интегратора сигнала рассогласования, выполненного на вналоговых элементах, позволяет повысить надежность многомодульного ИСН при резервировании интегратора сигнала рассогласования.

В таком ИСН схема вычислительного процесса в каждом силовом модуле соответствует приведенной на рис. 7.

На временных диаграммах рис. 10, 11 изображены осциллограммы процессов в ИСН понижающего типа с микроконтроллерным управлением при входных напряжениях силовых модулей 50 В. На этих диаграммах луч 1 отображает сигнал управления ключом, коммутирующим нагрузку. Ступенчатое приращение тока нагрузки составляет 3 А. Лучи 2 и 4 отображают

- 336 -

МРюШОт» АСОЦКЕ

-ГЬ-

ряЮикт

■ М25СПН

СН} ШгпУ Ц : I а < 5-€ы-11 1*30

Рис. 10. Осциллограммы процессов в силовых модулях ИСН понижающего типа при коммутации нагрузки

Гек л_ □ 1М МРокШОпи Асоии +

4 л.

.АЛЛ/ рА)

4>

ллл

^\Ааллллллллалаллг Ей

3^

Лу*г*»«

М 500 и!

СНЗ 100П* СЖ 1Л0У 5-0(1-111в:33

Рис. 11. Осциллограммы процессов в силовых модулях ИСН понижающего типа при подключении нагрузки

сигналы с выхода датчиков тока дросселей первого и второго силовых модулей ИСН (масштаб сигналов составляет 2 А/дел). Луч 3 отображает переменную составляющую напряжения на выходе ИСН. Длительность переходного процесса стабилизации выходного напряжения в этом случае также остается близкой к минимально возможной.

Действие ОС по току дросселя СМ, обеспечивающее выравнивание токов параллельно включенных модулей, наглядно демонстрируется в режимах работы СМ при различном уровне входных напряжений у каждого из модулей. На рис. 12 изображены осциллограммы в силовых модулях ИСН понижающего типа при уровне входного напряжения СМ1 - 40 В, а у СМ2 - 60 В. Остальные параметры проведения исследования соответствуют параметрам, при которых получены осциллограммы, приведенные на рис. 9. Из сравнения осциллограмм рис. 10-12 следу-

- 337 -

Тек _п_

мрмлт™

ШДОЕ

СК2 ЦДО

ШЭ 100т* СШ 10СП

М1Д0№ 5-Ост-п 1*11

_П_

5о*т»р*е

Л

IVл* Оот«1

Рис. 12. Осциллограммы процессов в силовых модулях ИСН понижающего типа при различном уровне входных напряжений

ет, что изменение уровней входного напряжения СМ не привело к существенному изменению динамических и статических характеристик ИСН на основе двух СМ в части стабилизации выходного напряжения. При различном уровне входных напряжений (рис. 12) произошло изменение уровня пульсации токов дросселей СМ и характера переходного процесса изменения токов дросселей, что объясняется различной величиной входных напряжений. После окончания переходного процесса наблюдается выравнивание токов дросселей СМ.

В ыводы

Исследовение процессов в макете ИСН, состоящем из одного или двух силовых модулей, показали ррботоспоио бнорть ИСН с предложенным устройством управления силовыми модулями. При этом в ИСН обеспечивается астатизм выходного напряжения и длительность переходных процессов в 2-3 периода преобразования при ступе нчатом изме ненаи тока нагрузки и малом отклонении длительности импульса управления. При значительной величине коммутируемой составляющей тока нагрузки, приводящей к существенному приращению длительности импульса управления, происходит увеличение длительности переходного процесса до 3-5 периодов преобразования, однако сохраняется конечный характер переходного процесса, что объясняется применением для синтеза закона управления третьего полиномиального уравнения и адекватным переходом от системы с АИМ к системе с ШИМ.

Необходимость однократного в течение периода Т проведения процедуры оцифровывания и простых вычислительных операций освобождает существенный временной интервал в работе цифрового вычислительного устройства, который может быть использован для решения сервисных, контрольных и вспомогательных задач управления ИСН.

Задача по распределению тока нагрузки ИСН между силовыми модулями решается за счет введения в каждом СМ дополнительного контура управления по току дросселя. Частотная коррекция сигнала, пропорционального току дросселя, посредством апериодического звена, постоянная времени которого превышает длительность переходных процессов в ИСН, позволяет

исключить влияние контура управления по току дросселя на динамические характеристики ИСН.

Список литературы

[1] Краснобаев Ю. В. // Изв. Вузов: Приборостроение. 2004. Т. 47. №4. С. 39-48.

[2] Цветков Д. А. // Новости электроники. 2007. № 13. С. 19-21.

[3] Potter G. // White Paper from Astec Power. 2004. № 4. P. 13-15.

[4] Morrison D. // Power Electronics Technology. 2006. № 1. P. 16-18.

[5] Соустин Б. П., Иванчура В. И., Чернышев А. И., Исляев Ш. Н. Системы электропитания космических аппаратов. Новосибирск: Наука, 1994. 318 с.

Quick-Switching Voltage Regulator

with Modular Principle and Discrete Control

Yuri V. Krasnobayeva, Denis V. Kapulina and Dmitriy V. Goncharukb

a Siberian Federal University Institute of Space and Information Technologies 26 Kirenskogo Str., Krasnoyarsk, 660074 Russia b JSC “Information Satellite Systems” Reshetnev Company ” 52 Lenin Str., Zheleznogorsk, Krasnoyarsk region, 662972 Russia

A discrete principle controlfor step-down switching converter with modular construction is considered. An embodiment of the principle control at digital control signal by microcontroller is proposed. The results of researches for models of switching converters, made on the one or pare power modules, each ofwhich has a microcontroller control unit are given. An astatism achieve for output voltage and short duration transients in converters are given.

Keywords: high-speed switching converter, power module, digital control.