CC BY
24
DOI 10.36622/^т2021Л7.2.009 УДК 621.396.67
АНТЕННАЯ СИСТЕМА С КОММУТАЦИОННЫМ СКАНИРОВАНИЕМ НА ОСНОВЕ ПЛОСКОЙ ЛИНЗЫ ЛЮНЕБЕРГА С КОНЦЕНТРИЧЕСКИМИ КОЛЬЦАМИ
А.В. Ашихмин1, Ю.Г. Пастернак1,2, В.А. Пендюрин3, Ф.С. Сафонов2
ХЗАО "ИРКОС", г. Москва, Россия 2Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия 3АО Научно-производственное предприятие «Автоматизированные системы связи»,
г. Воронеж, Россия
Аннотация: антенные системы с возможностью широкоугольного сканирования довольно часто используются в современных системах беспроводной связи и радиолокационных системах гражданского и военного назначения. Особое внимание привлекли Smart-антенны (антенны с коммутируемым лучом и адаптивные антенные системы), а также фазированные антенные решетки (ФАР). В работе рассмотрен вариант построения ФАР с коммутационным сканированием с диаграммообразующей схемой в виде плоской линзы Люнеберга, состоящей из системы концентрических диэлектрических колец, размещенных на подложке из материала Rogers 5880. Исследованы влияние кронштейна крепления для ФАР на диаграмму направленности, уровень излучения, снижение коэффициента направленного действия и уровня сектора сканирования в азимутальной плоскости. Максимальный диаметр ФАР 160 мм, полная высота такой антенны получилась 38 мм. Запитка осуществляется при помощи коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением 50 Ом. Диаметр самой линзы Люнеберга был выбран 80 мм; полная высота линзы H = 0.939 мм. Подложка имеет толщину t = 0.127 мм, склеенная слоем клея толщиной 0.025 мм. Концентрические кольца на этой подложке имеют высоту 0.787 мм. Минимальная ширина концентрического кольца (внешнего) d - W = 0.25 мм (при резке УФ лазером минимальная ширина перегородки между отверстиями равна 0.05 мм). По-лосковые трансформаторы расположены на плате из материала Rogers 5880 и имеют толщину равную н = 0.939 мм
Ключевые слова: математическая модель, линза Люнеберга, ТЕМ-рупор, диаграмма направленности, кронштейн для ФА
Введение
Антенные системы с возможностью широкоугольного сканирования довольно часто используются в современных системах беспроводной связи и радиолокационных системах гражданского и военного назначения. Особое внимание привлекли Smart-антенны (антенны с коммутируемым лучом и адаптивные антенные системы), а также фазированные антенные решетки (ФАР). Особенностью данных антенн является конструкция, представляющая собой совокупность дискретных элементов, когерентных по отношению к другим элементам принимающим или передающим электромагнитные сигналы. Сканирование осуществляется при помощи изменения комплексной амплитуды и поляризации волн, излучаемых элементами антенной решетки (АР), или при помощи фазового метода управления диаграммой направленности. Одним из примеров является антенная система, где обе сферические тефлоновые линзы, запитываются при помощи 23-элементной конической щелевой антенной решеткой [1] и
© Ашихмин А.В., Пастернак Ю.Г., Пендюрин В.А., Сафонов Ф.С., 2021
11-элементной антенной решеткой Яги-Уда [2]. Такая система может покрывать до 900 в азимутальной плоскости. В работе [3] показана 21-элементная АР с пересечением луча -3дБ и возможностью сканирования до 90°, при этом уровень падения усиления менее -3дБ. Особенностью данной антенной системы является ее конструкция, которая состоит из двух, заполненных воздухом, параллельных пластин, расстояние между которыми изменяется в зависимости от радиуса. Такой подход был выбран для имитации закона Люнеберга. Кроме того, в работе [4] представлена шестислойная цилиндрическая линза Люнеберга, возбуждаемая при помощи 17-элементной плоской логарифмической периодической дипольной решетки, которая может сканировать сектор 850 на частоте 79 ГГц.
ФАР является одним из основных инструментов для широкоугольного сканирования. Для этого необходимо достичь согласования активного импеданса с широким углом обзора. В работе [5] показана линейная микрополоско-вая фазированная решетка, размером 1х16 элементов, имеющая возможность сканирования до 660. В работе [6] представлена широкополосная антенная решетка из сильно связанных диполей со встроенным симметрирующим устройством,
и новую систему, состоящую из печатной частотно-избирательной поверхности. Такая антенная решетка позволяет сканировать сектор 75° и 60° в плоскостях E и H соответственно.
Как уже отмечалось, основным преимуществом линзовой антенны с коммутируемыми лучами по сравнению с ФАР является более широкий охват сканирования, а также более низкая стоимость, но у таких антенн есть свои недостатки. Во-первых, из-за больших габаритных размеров, массы линзовой антенны и изогнутой фокусной дуги страдает система интеграции. Во-вторых, количество переключаемых пучков, необходимых для заполнения сектора сканирования, эквивалентно числу излучающих элементов, что указывает на то, что плотное расположение излучающих элементов неизбежно для систем сканирования с высоким коэффициентом усиления. В-третьих, концентрированное распределение энергии по фокальной области вызывает некоторые нежелательные проблемы на уровне подсистемы радиочастоты, например, в режиме передачи, ограниченную эффективную изотропную излучаемую мощность. Для преодоления этих трудностей перспективным решением является сочетание управляемого распределения поля ФАР и присущих линзе многолучевых возможностей.
В работах [7-9] по использованию ФАР в качестве питающих антенн показаны ФАР, использующиеся для компенсации поверхностных искажений и улучшения характеристик сканирования больших параболических отражателей. В работе [9] показана мелкомасштабная подача массива.
В настоящей работе рассмотрен вариант построения ФАР с коммутационным сканированием (рис. 1) с диаграммообразующей схемой в виде плоской линзы Люнеберга, состоящей из системы концентрических диэлектрических колец, размещенных на подложке из материала Rogers 5880, рис. 1, г. Исследовано влияние кронштейна крепления для ФАР на наличие его воздействия на диаграмму направленности, уровень излучения, снижение коэффициента направленного действия и уровень сектора сканирования в азимутальной плоскости.
Конструкция ФАР с линзой Люнеберга с концентрическими кольцами
Максимальный диаметр ФАР 160 мм, полная высота такой антенны получилась 38 мм. Запитка осуществляется при помощи коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением 50 Ом. Диаметр самой линзы Люнеберга был вы-
бран 80 мм; полная высота линзы H = 0.939 мм. Подложка имеет толщину t = 0.127 мм, склеенная слоем клея, толщиной 0.025 мм. Концентрические кольца на этой подложке имеют высоту 0.787 мм. Минимальная ширина концентрического кольца (внешнего) d — W = 0.25 мм (при резке УФ лазером минимальная ширина перегородки между отверстиями равна 0.05 мм). Полосковые трансформаторы расположены на плате из материала Rogers 5880 и имеют толщину равную H = 0.939 мм.
^ у
В)
ж Ж
ГшШ W
Рис. 1. Конструкция ФАР с линзой Люнеберга с концентрическими кольцами: а) общий вид ФАР б) запитка от коаксиальных кабелей в) коаксиальная запитка полосков г) концентрические кольца на теле линзы Люнеберга д) линза Люнеберга и полосковые трансформаторы на плате е) линза Люнеберга с обратной стороны
е)
Рис. 1. Конструкция ФАР с линзой Люнеберга с концентрическими кольцами: а) общий вид ФАР б) запитка от коаксиальных кабелей в) коаксиальная запитка полосков г) концентрические кольца на теле линзы Люнеберга д) линза Люнеберга и полосковые трансформаторы на плате е) линза Люнеберга с обратной стороны (продолжение)
На рис. 2 показана модель замедляющей структуры в виде периодической диэлектрической решетки типа «гребенка», расположенной внутри плоского металлического волновода. Период решетки d выбирается, по крайней мере, в 3 раза меньше минимальной длины волны в замедляющей структуре, ограниченной при y = 0 и y = H металлическими стенками. Параметром вариации является ширина воздушных зазоров w.
Рис. 2. Замедляющая структура линзы Люнеберга
Требуемая ширина паза определяется в соответствии с выражением
W =
d ■ s„
d ■(H -1) /H
■(1 - er )
(1)
t
H ■ sv
где
Сэфф (r) = 2 -
( V
r
V R0 J
R0 - радиус линзы Люнеберга.
На рис. 3 приведены зависимости требуемой Et и реализованной эффективной диэлектрической проницаемости от текущей радиальной координаты r, с учетом конечной толщины подложки t = 0.127 мм и минимальной ширины внешнего концентрического кольца d - W = 0.25 мм.
Отметим, что для уменьшения фазовых искажений, приводящих к искажениям диаграммы направленности (повышению уровня боковых лепестков), можно реализовать плоскую линзу Люнеберга с оболочкой.
-S-, ---
----- ж
N
X
N <
\ ч,
\
\
1Ü 12 14 16 18 20 22 24
30 32 34 3d 38 40 г, мм
Рис. 3. Идеальное распределение диэлектрической проницаемости по радиусу (красная линия); синяя линия с кружками - реализованная эффективная проницаемость с учетом технологических ограничений
1
Результаты математического моделирования
На рис. 4 приведены частотные зависимости потерь мощности в материалах антенного устройства, не превышающие 0.4 дБ во всем исследуемом диапазоне частот 8-18 ГГц, и суммарного коэффициента полезного действия, вычисляемого с учетом потерь в балластных портах и рассогласования входов антенны, растущего при увеличении значения частоты. Минимальное значение суммарного КПД антенного устройства на нижней рабочей частоте 8 ГГц составляет около 50%.
Частотные зависимости коэффициента стоячей волны на входах антенного устройства показаны на рис. 5.
ID Results\Efficiencies [Magnitude in dB]
Farfield Directivity Abs I..-Ji-
1= 1
— -?-Í-hi
-1.5 ■ -2
-ч 5 ■ - - - -i- -i-
ll 13 14
Frequency / GHz
Рис. 4. Потери в материалах, дБ (верхние кривые) и суммарный КПД (нижние кривые) с учетом потерь в балластных портах и рассогласования
Voltage Standing Vi/ave Rato (VSWRJ
Л Л
Г/ JÁ
,......../
V
Frequency / GHz
Рис. 5. КСВН при запитке 1-4 портов
На рис. 6 приведены диаграммы направленности в азимутальной плоскости для входов 1-4 антенного устройства на частотах от 8 до 18 ГГц.
60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
а)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
в)
Farfield Directivity Abs (Theta=y0)
60 90 120 150 ISO 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
Г)
Рис. 6. ДН ФАР при запитке 1-4 портов в азимутальной плоскости, дБ для следующих частот: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г) f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц
Far-field Directivity Abs (Theta-9u)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
3u 60 90 120 15u ISO 210 240 270 300 330 36u phi / Degree
Д)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
90 120 150 ISO 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
e)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
30 60 90 12u 150 130 21u 240 270 30u 330 360 Phi / Degree
Ж)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
150 ISO 210 24u 270 30u 330 360 Phi / [
з)
Рис. 6. ДН ФАР при запитке 1-4 портов в азимутальной плоскости, дБ для следующих частот: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г) f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц (продолжение)
30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 Phi / Degree
К)
Farfield Directivity Abs (Theta-30)
30 60 90 120 150
Phi / С
210 240 270 300 330 360
л)
Рис. 6. ДН ФАР при запитке 1-4 портов в азимутальной плоскости, дБ для следующих частот: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г) f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц (окончание)
Видно, что на всем исследуемом диапазоне частот, а именно от 8 до 18 ГГц, диаграммы направленности существенно не отличаются, можно заметить только небольшие всплески и затухания в областях боковых лепестков и небольшое увеличение по мощности с увеличением частоты, что является логичным изменением. Это говорит о правильном выборе частоты и корректной работе антенны на данном диапазоне частот.
Модель кронштейна крепления для ФАР
Конструкция такой линзы требует определенного крепления, и такое крепление должно не изменять направленные свойства антенны и не препятствовать распространению энергии. Поэтому мы попытались смоделировать и исследовать модель кронштейна для ФАР, чтобы убедиться в возможности практического использования данной антенной системы. Кронштейн был смоделирован для крепления к плоской поверхности, например ко дну корпуса летательного аппарата (ЛА).
На рис. 7 показана модель многолучевой антенной системы со стальным кронштейном крепления, внутри которого расположены по-лосковые трансформаторы и фидерные линии, питающие входы антенны. Толщина стали была выбрана равной 2 мм, которая замыкает по постоянному току половинки ТЕМ-рупора, чем обеспечивает также и защиту от молний.
б)
I
в)
Результаты моделирования ФАР с кронштейном из стали
Как оказалось, наличие кронштейна крепления практически не сказывается на величине суммарных потерь мощности в антенне и качестве согласования ее входов (рис. 9). Потери в материалах ФАР с кронштейном крепления, дБ (верхние кривые) и суммарный КПД (нижние кривые) с учетом потерь в балластных портах и рассогласования показаны на рис. 8.
ID Results\Efficiencies [Magnitude in dB]
8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 Frequency / GHz
Рис. 8. Потери в материалах ФАР с кронштейном крепления, дБ (верхние кривые) и суммарный КПД (нижние кривые) с учетом потерь в балластных портах и рассогласования
Voltage Standing Wave Ratio (VSWR)
8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 Frequency / GHz
Рис. 9. КСВН ФАР с кронштейном крепления при запитке 1-4 портов
Из рис. 9 видно, что качество согласования входов остается приемлемым все кривые сона-правленны, большого разброса по мощности не происходит.
Однако наличие кронштейна приводит к существенным искажениям диаграмм направленности многолучевой антенной системы (рис. 10). Эту проблему мы решили и скомпенсировали данные погрешности с помощью покрытия внутренних поверхностей кронштейна поглощающим материалом ECCOSORB EGM-40, толщиной 3,2 мм, (рис. 11).
Рис. 7. Модель многолучевой антенной системы со стальным кронштейном крепления: а) кронштейн крепления ФАР
б) вид сбоку
в) вид сверху
i Directivity Abs (Theta=90) "i.......i.......i........ ' ' '
Farfield Directivity Abs (Theta-90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
a)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi У Degree 6)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
B)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
30 60 90 120 150 180 210 240 Phi / Degree
д)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
300 330 360
0 30 60 90 120 150 180 210 240 Phi / Degree
e)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
300 330 360
30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
Ж)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
г)
120 150 180 210 240 Phi / Degree
300 330 360
Рис. 10. ДН ФАР с кронштейном крепления при запитке 1-4 портов: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г) f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
Phi / Deqree И)"
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
13
m 8--------;--------------
iS
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 Phi / Degree
K) "
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
Phi / Degree
Л)'
Рис. 10. ДН ФАР с кронштейном крепления при запитке 1-4 портов: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г) f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц (продолжение)
Результаты моделирования ФАР с кронштейном крепления, покрытым поглощающим материалом
Для поглощения излучения и нормализации направленных свойств антенной системы стальной кронштейн необходимо было покрыть поглощающим материалом, таким материалом стал ECCOSORB EGM-40. Ниже приведены результаты моделирования и показаны нормализованные диаграммы направленности такой системы. Частотная зависимость коэффициента отражения от металла, покрытого слоем погло-
тителя ECCOSORB EGM-40 стандартной толщины 3.2 мм, приведена на рис. 12.
Рис. 11. Кронштейн покрыт слоем поглотителя. Покрытие толщиной 3.2 мм - поглощающий материал ECCOSORB EGM-40
Typical Reflectivity
о X
-20 -1-
2 А в 8 10 12 14 16 1В
Frequency (GHz)
-FGM-40.......FGM-125
Рис. 12. Коэффициент отражения от металла, покрытого слоем поглотителя ECCOSORB EGM-40 толщиной 3.2 мм
Покрытие кронштейна поглотителем приблизительно на 0.6 дБ увеличивает потери на нижней частоте рабочего диапазона (рис. 13) и позволяет практически полностью устранить искажения диаграммы направленности антенной системы, вызванные отражением электромагнитных волн от кронштейна, рис. 14.
ID Results\Effidendes [Magnitude in dB]
■2 •■ --------------- я ■ --------:--------:--------:
-4 4--;-;-;-1-i-;-;-;-1-
8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 Frequency / GHz
Рис. 13. Потери в материалах, дБ (верхние кривые) и суммарный КПД (нижние кривые) с учетом потерь в балластных портах и рассогласования
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
ii.i.V/. Г 1
Л
; / {Nil l\ IV ; 1 " V
0 30 60 90 120 150 ISO 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
a)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
О 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree 6) "
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
B)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
Г)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
д)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
e)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree Ж)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
3)
Рис. 14. ДН ФАР с кронштейном крепления и поглощающим покрытием при запитке 1-4 портов: а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; г^=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц;
и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
Phi / Degree
И)
Farfield Directivity Abs (Theta=90)
1 j A A л
........j......|....... J 1 1: ...J.......i.......i......j......j.......
ll i i ; 1 ;
j i г- I : - : : i : ---------l---j---j------- i i i i
i i 1
........1......|....... I. J, i i | i
........;......j....... ......i......j......1.......
If! I Л
--1—i—i ii ill □.111 l/f Шн I
0 30 60 90 120 150 ISO 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
K)
Farfield Directivity Abs (Theta=9u)
i i i A Лл i i i
i i i i (1 --;--i-------i-------г - i i i 1 ! ; ; ! ! ------i-------i-------г------i------i------ i i i
: i : : Г .......1......1.......i.......H .......;......j.......i.......l... 1 : : i i .....!.......1.......1......!......1....... .....j.......i.......l......;......;.......
ill! --¡--i-------i-------г - ill! 1 л i : : -i-------i-------г------i------i------ ..... |j\ .......[......i......i.......
.......:......'.......:.......:" I .......I......i.......i.......L , .wllih1......1......
; 1 1 л -j--Щ ;IiL
0 30 60 90 120 150 130 210 240 270 300 330 360 Phi / Degree
Л)
Рис. 14. ДН ФАР с кронштейном крепления и поглощающим покрытием при запитке 1-4 портов:
а) f=8 ГГц; б) f=9 ГГц; в) f=10 ГГц; T)f=11 ГГц; д) f=12 ГГц; е) f=13 ГГц; ж) f=14 ГГц; з) f=15 ГГц; и) f=16 ГГц; к) f=17 ГГц; л) f=18 ГГц (продолжение)
Заключение
Подводя итоги настоящего подраздела необходимо отметить следующее.
При минимальной ширине внешнего концентрического кольца линзы d — W = 0.25 мм диаграмма направленности антенной системы получается удовлетворительной, под главными лепестками образуются «пьедесталы», повышающие уровень бокового излучения (при резке диэлектрических колец с помощью ультрафиолетового лазера минимальная ширина перегородки между отверстиями равна 0.05 мм). Устранить данный недостаток можно, исполь-
зуя плоскую линзу Люнеберга с оболочкой.
Наличие кронштейна крепления, замыкающего половинки ТЕМ-рупора по постоянному току и обеспечивающего также молниезащиту, повышает уровень бокового излучения и деформирует диаграмму направленности антенны; однако это не приводит к снижению коэффициента направленного действия и сектор сканирования в азимутальной плоскости сохраняется равным 90°.
Для уменьшения влияния элементов крепления рекомендуется использовать поглощающий материал (в численном эксперименте был использован материал марки ECCOSORB EGM-40 толщиной 3.2 мм).
При сканировании в азимутальном секторе шириной 90о используется 270о излучающей апертуры антенной системы, которая должна быть открытой и не затеняться конструктивными элементами.
Исследования показали, что изменение толщины металла и диэлектрика подложки в пределах, указанных производителем, существенно не влияет на характеристики антенной системы, т.к. в ее конструкции отсутствуют резонансные элементы.
Литература
1. Wide-scan spherical-lens antennas for automotive radars / B. Schoenlinner, X. Wu, J. P. Ebling, G. Eleftheriades, and G. Rebeiz // IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 2002. Vol. 50. No. 9. Pp. 2166-2175.
2. Grajek P.R., Schoenlinner B., and Rebeiz G.M. A 24GHz high-gain Yagi-Uda antenna array // IEEE Trans. Antennas Propag. 2004. Vol. 52. No. 5. Pp. 1257-1261.
3. Air-filled parallel-plate cylindrical modified Luneburg lens antenna for multiple-beam scanning at millimeter-wave frequencies / C. Hua, X. Wu, N. Yang, and W. Wu // IEEE Trans. Microwave Theory Tech. 2013. Vol. 61, No. 1. Pp. 436-443.
4. Lens antenna for wide angle beam scanning at 79 GHz for automotive short range radar applications / M.K. Saleem, H. Vettikaladi, M.A.S. Alkanhal, and M. Himdi // IEEE Trans. Antennas Propag. 2017. Vol. 65. No. 4. Pp. 2041-2046.
5 Wide-angle scanning phased array using an efficient decoupling network / R.L. Xia, S.W. Qu, P.F. Li, D.Q. Yang, S. Yang, and Z.P. Nie // IEEE Trans. Antennas Propag. 2015. Vol. 63. No. 11. Pp. 5161-5165.
6. Yetisir E., Ghalichechian N., and Volakis J.L. Ultrawideband array with 70o scanning using FSS superstrate // IEEE Trans. Antennas Propag. 2016. Vol. 64. No. 10. Pp. 4256-4265.
7. Rahmat-Samii Y. Array feeds for reflector surface distortion compensation: concepts and implementation // IEEE Trans. Antennas Propag. 1990. Vol. 32. No. 4. Pp. 20-26.
8. Mrstik A. and Smith P. Scanning capabilities of large parabolic cylinder reflector antennas with phased-array feeds // IEEE Trans. Antennas Propag. 1981. Vol. 29. No. 3. Pp. 455-462.
9. Feng P.Y., Qu S.W., Yang S.W., Shen L., and Zhao J.P. Ku-band transmitarrays with improved feed mechanism // IEEE Trans. Antennas Propag. 2018. Vol. 66. No. 6. Pp. 2883-2891.
Поступила 27.02.2021; принята к публикации 15.04.2021 63
Информация об авторах
Ашихмин Александр Владимирович - д-р техн. наук, профессор, директор, ЗАО «ИРКОС» (129626, Россия, г. Москва, Звездный бульвар, д. 21), e-mail: info@ircos.ru
Пастернак Юрий Геннадьевич - д-р техн. наук, профессор, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, д. 84); ведущий инженер, ЗАО «ИРКОС» (129626, Россия, г. Москва, Звездный бульвар, д. 21), e-mail: pasternakyg@mail.ru
Пендюрин Владимир Андреевич - генеральный директор, АО НПП «Автоматизированные системы связи» (394062, Россия, г. Воронеж, ул. Пеше-Стрелецкая, д. 108, офис 415), e-mail: infonpp-acc.ru@yandex.ru
Сафонов Фёдор Сергеевич - аспирант кафедры радиоэлектронных устройств и систем, директор регионального консультационного центра «ОПОРА», Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, д. 84), e-mail: safonov_fedia93@mail.ru
SWITCHING SCANNING ANTENNA SYSTEM BASED ON A FLAT LUNEBERG LENS WITH
CONCENTRIC RINGS
A.V. Ashikhmin1, Yu.G. Pasternak1,2, V.A. Pendurin3, F.S. Safonov2
JSC "IRKOS", Moscow, Russia 2Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia 3Research and Production Enterprise "Automated Communication Systems", Voronezh, Russia
Abstract: scanning antennas with wide-angle scanning capabilities are widely used in the areas such as modern wireless communications and military and civilian radars. Among them, lens antennas with switched beams and phased array antennas (PHAR) attracted considerable attention. In this paper, we consider a variant of the construction of switching scanning PHAR with a diagram-forming scheme in the form of a flat Luneberg lens consisting of a system of concentric dielectric rings placed on a substrate made of Rogers 5880 material. We studied the effect of the PHAR mounting bracket on the presence of its influence on the radiation pattern, the radiation level, the decrease in the directional coefficient, and the level of the scanning sector in the azimuth plane. The maximum diameter of the PHAR is 160 mm, the full height of this antenna is 38 mm. The power supply is carried out using coaxial cables with a wave resistance of 50 Ohms. The diameter of the Luneberg lens itself was chosen 80 mm; the full height of the lens is H=0.939 mm. The substrate has a thickness of t=0.127 mm, glued with a layer of glue,
0.025.mm thick. The concentric rings on this substrate are 0.787 mm high. Minimum width of the concentric ring (external) d -W=0.25 mm (when cutting with a UV laser, the minimum width of the partition between the holes is 0.05 mm). Strip transformers are located on the board made of Rogers 5880 material and have a thickness of H=0.939 mm
Key words: mathematical model, Luneberg lens, TEM - horn, directivity pattern, bracket for the PHA
References
1. Schoenlinner B., Wu X., Ebling J.P., Eleftheriades G., Rebeiz G. "Wide-scan spherical-lens antennas for automotive radars," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Sept. 2002, vol. 50, no. 9, pp. 2166-2175.
2. Grajek P.R., Schoenlinner B., Rebeiz G.M. "A 24-GHz high-gain Yagi-Uda antenna array," IEEE Trans. Antennas Propag, May. 2004, vol. 52, no. 5, pp. 1257-1261.
3. Hua C., Wu X., Yang N., Wu W. "Air-filled parallel-plate cylindrical modified Luneburg lens antenna for multiple-beam scanning at millimeter-wave frequencies," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Jan. 2013, vol. 61, no. 1, pp. 436-443.
4. Saleem M.K., Vettikaladi H., Alkanhal M.A.S., Himdi M. "Lens antenna for wide angle beam scanning at 79 GHz for automotive short range radar applications," IEEE Trans. Antennas Propag., Apr. 2017, vol. 65, no.4, pp. 2041-2046.
5. Xia R.L., Qu S.W., Li P.F., Yang D.Q., Yang S., Nie Z.P. "Wide-angle scanning phased array using an efficient decoupling network," IEEE Trans. Antennas Propag., Nov. 2015, vol. 63, no. 11, pp. 5161-5165.
6. Yetisir E., Ghalichechian N., Volakis J.L. "Ultrawideband array with 70o scanning using FSS superstrate," IEEE Trans. Antennas Propag., Oct. 2016, vol. 64, no. 10, pp. 4256-4265.
7. Rahmat-Samii Y. "Array feeds for reflector surface distortion compensation: concepts and implementation," IEEE Trans. Antennas Propag., Aug. 1990, vol. 32, no. 4, pp. 20-26.
8. Mrstik A., Smith P. "Scanning capabilities of large parabolic cylinder reflector antennas with phased-array feeds," IEEE Trans. Antennas Propag., May. 1981, vol. 29, no. 3, pp. 455-462.
9. Feng P.Y., Qu S.W., Yang S.W., Shen L., Zhao J.P. "Ku-band transmitarrays with improved feed mechanism," IEEE Trans. Antennas Propag., Jun. 2018, vol. 66, no. 6, pp. 2883-2891.
Submitted 27.02.2021; revised 15.04.2021
Information about the authors
Aleksandr V. Ashikhmin, Dr. Sc. (Technical), Professor, Director of JSC "IRKOS" (21, Zvezdnyy avenue, Moscow 129626, Russia), e-mail: info@ircos.ru
Yuriy G. Pasternak, Dr. Sc. (Technical), Professor, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia); Leading Engineer of JSC "IRKOS" (21, Zvezdnyy avenue, Moscow 129626, Russia), e-mail: pasternakyg@mail.ru Vladimir A. Pendyurin, General Director, JSC RPE "Automated Communication Systems" (of. 415, 108 Peshe-Streletskaya str., Voronezh 394062, Russia), e-mail: infonpp-acc.ru@yandex.ru
Fyedor S. Safonov, graduate student, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia), e-mail: safonov_fedia93@mail.ru
