Анализ работы усилительного каскада с автоматической регулировкой потребляемого тока Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.375.026

АНАЛИЗ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА С АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКОЙ ПОТРЕБЛЯЕМОГО ТОКА

А.А. Титов

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники E-mail: titov_aa@rk.tusur.ru

Получены соотношения для расчета напряжения источника питания и области регулирования потребляемого тока сверхширокополосного усилительного каскада, в случае работы детектора системы регулирования в режиме выделения огибающей ампли-тудно-модулированного колебания и в режиме пикового детектирования. Приведены формулы для расчета максимально допустимого значения круговой частоты модуляции усиливаемого сигнала и постоянной времени нагрузки детектора, соответствующие заданным допустимым потерям выходной мощности, обусловленным непостоянством проводимости передачи системы регулирования.

В [1, 2] показано, что усилительный каскад с автоматической регулировкой потребляемого тока (АРТ) позволяет получить в нагрузке практически вдвое большую мощность по сравнению с каскадом с фиксированной рабочей точкой (ФРТ), при одновременном увеличении среднего значения коэффициента полезного действия. Однако отсутствие методик расчета напряжения питания и области регулирования потребляемого тока каскада с АРТ в случае работы детектора системы регулирования в режиме выделения огибающей амплитуд-но-модулированного колебания и в режиме пикового детектирования затрудняет разработку каскадов с АРТ Кроме того, остался не исследованным вопрос влияния зависимости коэффициента передачи детектора от частоты усиливаемого сигнала на характеристики каскада с АРТ.

Цель работы - вывод соотношений для расчета напряжения питания и области регулирования потребляемого тока каскада с АРТ в случае работы детектора системы регулирования в режиме выделения огибающей амплитудно-модулированного колебания и в режиме пикового детектирования, а также исследование влияния зависимости коэффициента передачи детектора от частоты усиливаемого сигнала на характеристики каскада с АРТ.

На рис. 1 приведена функциональная схема усилителя с АРТ, а на рис. 2 принципиальная схема одного из вариантов ее реализации.

пропускания 1...600 МГц; неравномерность амплитудно-частотной характеристики ±0,5 дБ; уровень выходной мощности, соответствующий сжатию коэффициента усиления на 1 дБ, 3 Вт; потребляемый ток в режиме молчания 0,02 А; в режиме номинальной выходной мощности - 0,32 А; сопротивление генератора и нагрузки 50 Ом.

Рис. 1. Функциональная схема усилителя с АРТ

Усилитель имеет следующие линейные характеристики: коэффициент усиления 13,5 дБ; полоса

Рис. 2. Принципиальная схема усилительного каскада с АРТ

Будем полагать известными коэффициенты использования транзистора по току Т = /тш//ы и по напряжению £ = итвт/ иы, где 1шт - максимальное значение амплитуды выходного тока, отдаваемого транзистором, 1к0 - ток в рабочей точке транзистора, итвт - максимальное значение амплитуды выходного напряжения, отдаваемого транзистором, иы - напряжение в рабочей точке транзистора [2]. Кроме того, будем считать, что анализируется работа дроссельного каскада, а сопротивление нагрузки Ян и максимальные значения напряжения питания Епт и потребляемого тока 1пт выбраны из условия получения максимальной выходной мощности, то есть выполняется условие [2]:

Ян £Епт/Т !пт.

При линейном усилении АМ сигналов мгновенные значения выходного напряжения ыеьх и выходного тока ¡еьх, усилительного каскада с АРТ, можно представить в виде [3]:

= £Enm (1 + m cos Qt) cos ot/(1 + m);

i — u

вых вых

R,

(1)

где от - глубина модуляции; Q - круговая частота модулирующего колебания; а - круговая частота несущего колебания.

В соответствии с (1) средняя выходная мощность Р1ыа усилительного каскада с АРТ равна:

P вых — '

4п

1 2п 2п

— J J u^J^dQt ■ dot —

вьх вых

0 0

Pt —

2

— J ^dQt — £E2JVRH (1 + m). (3)

27б f.

Из (2) и (3) следует, что КПД каскада с АРТ определяется соотношением:

Пт — £V (1 + m2 /2)/2(1 + m).

(4)

Enm — ^P .don VRh /£ ; -^«m — P .don £ lVRH ,

(6)

= £2E2m (1 + m2/2)/2R (1 + m)2. (2)

В усилительном каскаде с АРТ напряжение питания постоянно еп = Enm, а мгновенное значение потребляемого тока изменяется по закону:

in (1 + m cos Qt)/VR (1 + m).

В этом случае мощность, потребляемая каскадом с АРТ PnT, равна:

2п

где Д^ - максимально допустимая постоянная рассеиваемая мощность коллектора.

В усилительном каскаде с инерционной системой регулирования, в соответствии с (1), мгновенные значения напряжения питания и потребляемого тока равны:

е = Е • г = I

п пт~> п пт ~>

а потребляемая им мощность определяется выражением (3). При этом, минимальное значение отдаваемой усилительным каскадом мощности, как следует из (2), составляет величину:

Рых —1,5£2 Ell 8 Rh.

Используя указанные выражения, найдем максимальные значения тока и напряжения в рабочей точке транзистора усилительного каскада с АРТ, при которых мощность, рассеиваемая на транзисторе Ррас, не превышает Ркдоп:

Enm —V PKdonR/ £(1/ 1,5 £/ 8);

Inm —sjPdont/^RH (1/^-1,5£/8)

(7)

Для сравнения найдем КПД усилительного каскада с ФРТ. Так как в каскаде в ФРТ выполняются условия:

e = E • i = j

n nm , n nm ~>

то его потребляемая мощность РпФ может быть рассчитана по формуле:

РпФ = £Enm!,

а КПД:

Пф = Р^/Рпф =?¥(1 + m2/2)!2(1 + m)2. (5)

Из (4) и (5) следует, что при усилении АМ колебаний КПД усилительного каскада с АРТ при большой глубине модуляции вдвое превышает КПД каскада с фиксированной рабочей точкой.

Для оценки потерь выходной мощности, обусловленных инерционностью системы регулирования по отношению к огибающей ВЧ сигнала, найдем соотношения для расчета Enm и Inm при работе каскада в режиме с ФРТ, а также для случаев работы детектора системы регулирования в режиме выделения огибающей амплитудно-модулированного колебания и в режиме пикового детектирования.

При работе усилительного каскада с ФРТ, ток и напряжение в точке покоя могут быть найдены из соотношений [2]:

Минимальное значение потребляемого тока In min, при известном значении коэффициента использования транзистора по току, определяется выражением:

min =(1 —m,

В каскаде с безынерционной системой АРТ выполняется условие [2]:

EnmInm — PKdon /(1 — £ 2),

и в случае Ррас = РкМп получим:

Enm —J PKdon VRH/ £(1 — W 2); Inm —J P^/VR, (1 — W 2).

(8)

Из (6-8) найдем, что максимальные значения выходной мощности каскада с ФРТ Р<ааФ, каскада с инерционной Р^п и каскада с безынерционной Р^, Б системами регулирования равны:

(9)

Рвьх.Ф

Рвъж.и —£VP,don/ 2(1 —1,5£V/8); Ры,.Б —£*P,don/ (2—£), или, после нормирования относительно £ТДдж/2:

Р = 1

вых.Ф >

Рвш.и = 1/(1 - 1,5W 8);

Ры^в = 2(2 ).

Зависимости (10) представлены на рис. 3.

Рвых

(10)

2

1,75 1,5 1,25 1

0,75

^0^

Рвых. Б

Рвык.И

0,9 0,8

--

Рвых.Ф

0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

Рис. 3. Сравнительная оценка относительных уровней выходной мощности каскадов с инерционной и бези-нерционной системами регулирования

Рассмотрение этих зависимостей позволяет сделать следующие выводы. Максимальный выигрыш по уровню выходной мощности усилительного каскада с инерционной АРТ, по сравнению с усилительным каскадом с ФРТ, составляет 1,25 раза, а для безынерционной АРТ - 2 раза.

Особенностью работы детектора системы АРТ является требование обеспечения независимости его коэффициента передачи Кд от частоты усиливаемого ВЧ колебания и отсутствие искажений закона изменения огибающей этого колебания на выходе детектора. Необходимость обеспечения указанных требований объясняется следующим.

Известно [2], что в усилителях класса А должно выполняться условие:

^n ~ Imin + 1me '

где Ims - амплитуда выходного тока усилительного каскада; I^ = /„(1 - Т) - остаточный ток.

В усилителе с АРТ мгновенное значение потребляемого тока определяется выражением:

^n 1min + Ume Gn '

где Ums - амплитуда выходного напряжения усилительного каскада; G„ - проводимость передачи системы регулирования.

Поэтому при выполнении условия:

^n 1min + Ime Imin + Ume Gn min '

где G„ „л - минимально допустимое значение G„, при котором усилитель с АРТ работает без отсечки коллекторного тока, в усилителе возможна реализация режима полного использования транзистора по мощности. В каскаде с безынерционной системой АРТ это соответствует выбору E„m и Im по соотношениям (8). В случае если значение проводимости передачи системы регулирования окажется

(11)

больше Gn ,ид, при максимальном значении выходной мощности in окажется больше Im, и транзистор выйдет из строя. Оценим потери выходной мощности, обусловленные зависимостью проводимости передачи системы регулирования от частоты, что связано с частотной зависимостью коэффициента передачи детектора устройства выделения огибающей.

При Gn = Gn щд максимальное значение выходной мощности усилительного каскада с АРТ определяется соотношением (9). В случае изменения Gn в пределах от G™ до Gn mx Enm и Inm могут быть найдены из системы уравнений:

bGjWIm = R ; j

EI — E2 E2 ¡2R = P I

nm nm Ь nm / \ к don 'J

где AGn = Gmax/Gmin.

Откуда получим:

Enm =VPdonnR -ФЦ2);

Im ^PdontAGt/R V(AGn -Ф12).j

Максимальная выходная мощность, в этом случае, равна:

PSb,2 = P,onn W(2AGn -ф),

и относительные потери выходной мощности, обусловленные непостоянством Gn, составляют:

AP (РвыхБ Рвых 2 )/РыхБ

= 1 - (2-^)/(2AGn(12)

Так как реализация постоянного коэффициента передачи элементов системы АРТ за исключением детектора не вызывает трудностей, будем полагать, что неравномерность Gn полностью определяется неравномерностью коэффициента передачи детектора.

В диодном детекторе уменьшение его К при изменении частоты несущего колебания возникает вследствие сопоставимости постоянной времени нагрузки детектора и периода времени ВЧ колебания тВЧ [4, 5]. Для нахождения зависимости К от частоты ВЧ сигнала воспользуемся теорией идеального диодного детектора [4, 5]. В момент запирания диода детектора разряд конденсатора нагрузки происходит по закону:

UHd (t) = UHie

t-t1

нд\ у н1

где ин1 - напряжение на сопротивлении нагрузки детектора в момент запирания диода; ^ - время запирания диода; Сид, Янд - емкость и сопротивление нагрузки детектора.

При детектировании сильных сигналов выбирают из условия минимального угла отсечки: £Янд> 100, где £ - крутизна статической характеристики диода [5]. Поэтому можно принять: = 0, ин1 = итв. В этом случае среднее значение напряже-

ния UHd за период воздействия несущей равно:

и =-!

нср 2п

271

J UHd (t)dat =

aTHdUme

(

2п

2п \

1 - e

где а = 2п/тВЧ; тнд = - постоянная времени нагрузки детектора.

После разложения ехр(-2 п/от„д) в ряд Тейлора [6] имеем:

и = ®Тндиме

нср 2п

i -Z (-1)"

Г 2п ^

т=0

{®Тнд J

Используя три первых члена ряда, с точностью не хуже [(2птВ9/тН£1)2/6]100% получим [6]:

инср = имв (1 -П1®Тнд )■

Откуда найдем:

AG„ = 1/(1 -п/фтнд )■ (13)

Подставляя (13) в (12) и, полагая известной нижнюю круговую частоту полосы пропускания усилителя а>н, получим зависимость минимально допустимого значения постоянной времени детектора тнд ,ид от допустимой величины уменьшения максимального уровня выходной мощности усилителя:

п

т.,

юн

1 - /Г1 -йЧ/2 + & { 1-AP 2

(14)

Требование отсутствия искажений закона изменения огибающей ВЧ сигнала в детекторе системы АРТ связано с увеличением потребляемой усилителем мощности при переходе детектора в режим пикового детектирования. Согласно работам [4, 5] при усилении ВЧ колебаний искажения закона изменения огибающей ВЧ сигнала будут отсутствовать в случае, если выполняется условие:

<V 1 - м2/мО

Из совместного решения (13) и (14) получим:

1

- м2ю„

О<

1 -11

1 -йЧ/ 2 йЧ

1-AP + 2

(15)

мп

ваются по (11). При необходимости усиления сигналов с П>Пт, расчет Епт и 1пт следует производить по формулам, полученным из (7) с учетом АОп:

Enm =V Ркд0Л1 £(AGJ Ч-1,5^ 8); ^Р,дой/Ч2Вн (AGJ4-1,5й/8)■

=

(16)

Неравенство (15) позволяет рассчитать максимальное значение круговой частоты модулирующего колебания Qm, при котором система АРТ осуществляет изменение потребляемого тока по закону огибающей с учетом допустимых потерь выходной мощности, обусловленных зависимостью К от частоты несущего колебания. При усилении сигналов с частотой модуляции менее Qm, Enm и Im рассчиты-

Для примера осуществим расчет Епт, 1пт, Снд, Рвых.Ф, Рейх.и, Р<ш.е каскада, принципиальная схема которого приведена на рис. 2, при его работе в режиме с ФРТ и в режиме с использованием инерционной и безынерционной систем регулирования. При расчетах будем полагать, что максимальная глубина модуляции при высоких частотах модуляции равна 0,7 [5], коэффициенты Т и £ транзистора КТ939А [7] равны 0,95 и 0,9 соответственно, Рк доп = 3 Вт, допустимое значение АР = 0,02, Кн = 50 Ом.

В случае работы каскада в режиме с ФРТ из (6) и (9) получим: Епт = 12,6 В; 1пт = 0,238 А; Ртх.Ф = 1,28 Вт. В соответствии с (12) значению АР = 0,02 соответствует АОп = 1,012. Для каскада с инерционной системой регулирования из (16) определим: Епт = 15,2 В; 1т = 0,258 А. Максимальное значение выходной мощности каскада с инерционной системой регулирования согласно (9), с учетом АР, равно: Реых.И(1-АР) = 1,5 Вт. Для каскада с безынерционной системой регулирования из (11) определим: Епт = 16,45 В; 1пт = 0,316 А. Максимальное значение выходной мощности каскада с безынерционной системой регулирования согласно (9), с учетом АР, равно: Рвыхб Б(1-АР) = 2,2 Вт. Нижняя граничная частота полосы пропускания каскада равна 1 МГц. С учетом этого, из (13) найдем: Тндтт = 43-10-6 с. Сопротивление нагрузки детектора системы регулирования, как следует из схемы приведенной на рис. 2, равно: Енд = 1500 Ом. Теперь из равенства т = С^ определим: Сид = т„^тп/Р„д = 28,7 нФ. И, наконец, используя (15) рассчитаем: От = 23,2 кГц. Проводимость передачи системы регулирования устанавливается выбором номинала резистора Д. Стабилитрон КС133А, включенный в цепи базы транзистора КТ814А, необходим для ограничения сигнала управления значением, соответствующим заданной максимальной величине тока потребления.

Таким образом, приведенные соотношения позволяют осуществлять проектирование усилительных каскадов с АРТ, обеспечивающих получение максимальной выходной мощности в нагрузке при заданном значении максимально допустимой постоянной рассеиваемой мощности коллектора и в случае работы детектора системы регулирования в режиме выделения огибающей амплитудно-мо-дулированного колебания и в режиме пикового детектирования.

т

нд

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Титов А.А. Нелинейные искажения в мощной широкополосной усилительной ступени с автоматической регулировкой потребляемого тока // Известия вузов. Сер. Радиоэлектроника.

- 2001. - № 11. - С. 71-77.

2. Широкополосные радиопередающие устройства / Под ред. О.В. Алексеева. - М.: Связь, 1978. - 304 с.

3. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Советское радио, 1963. - 696 с.

4. Радиоприемные устройства / Под общей ред. В.И. Сифорова.

- М.: Советское радио, 1974. - 560 с.

5. Чистяков Н.И., Сидоров М.В., Мельников В.С. Радиоприемные устройства / Под ред. Н.И. Чистякова. - М.: Государственное изд-во литературы по вопросам связи и радио, 1959. - 895 с.

6. Бронштейн И.Н., Семендяев Е.А. Справочник по математике / Пер. с нем.; Под ред. Г. Гроше и В. Циглера. - М.: Наука, 1980. - 976 с.

7. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4-х томах. Т. 3. - М.: КУбК-а, 1997. - 672 с.

УДК 621.311.6

АНАЛИЗ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ СПОСОБОВ СТАБИЛИЗАЦИИ НАПРЯЖЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

Е.Ю. Буркин, В.Н. Макаревич, В.В. Свиридов

Томский политехнический университет E-mail: burkin@mail.ru

Рассмотрены базовые схемы понижающего, повышающего и инвертирующего преобразователей постоянного напряжения в постоянное с параметрической стабилизацией выходного напряжения. Проведен анализ трех способов управления силовыми ключами преобразователей при постоянной длительности периода, закрытого и открытого состояний ключа. Приведены структурные схемы систем управления, реализующих эти способы. Получены выражения и графики относительных величин ВЧ и НЧ пульсаций на нагрузке от входного напряжения. Показано, что наибольшую эффективность подавления входной НЧ пульсации, при прочих равных условиях, обеспечивает способ стабилизации при постоянной длительности паузы, а два других дают практически одинаковые результаты. Приведены результаты моделирования теоретических расчетов в пакете прикладных программ OrCAD 9.2.

Введение

Импульсные преобразователи (ИП) напряжения широко используют в современных источниках питания. Мощный толчок их развитию дала разработка высококачественных силовых ключей - MOS и IGBT транзисторов. Известны три базовых схемы силовой части ИП (рис. 1, а-в). В первой из них выходное напряжение UH ниже входного UK, поэтому его называют понижающим (ПН), во второй выходное напряжение выше входного (ПВ), а в третьей имеет обратную (инвертированную) полярность (ПИ). Каждая модификация занимает свою нишу в типоряде источников питания. ПН-преобразователи имеют чрезвычайно большой диапазон выходных мощностей - от долей ватта до тысяч киловатт, и используются, в основном, как регуляторы - стабилизаторы напряжения или тока в приборных источниках питания, электротехнологических установках и электроприводе. ПВ-преобразователи применяют в современных корректорах коэффициента мощности, позволяющих получить коэффициент мощности преобразователей переменного напряжения в постоянное близкий к единице. ПИ-пре-

образователи (их называют также обратноходовы-ми) с трансформаторным включением дросселя Ьф широко используют в источниках питания современных телевизоров и мониторов.

Регулировка и стабилизация выходных параметров ИП осуществляется путем изменения соотношения времени замкнутого (4) и разомкнутого (4) состояния ключа К в схемах рис. 1. Система управления (СУ) ключом ИП представляет собой широт-но-импульсный модулятор (ШИМ), который за счет обратных связей отрабатывает различные возмущения, например изменения тока нагрузки или входного напряжения. Как и в любой замкнутой системе автоматического регулирования (САР) в СУ ИП должны быть решены проблемы устойчивости, качества переходных процессов и другие, заданные потребителем задачи. Решению этих проблем посвящены многие публикации [1-4, 8].

В большинстве случаев основным дестабилизирующим фактором в ИП является изменение входного напряжения. Вследствие дозированной передачи энергии источника их в нагрузку имеется возможность такого управления регулирующим элементом - ключом К, при котором выходное напря-