CC BY
8
АНАЛИЗ И РАЗРАБОТКА ПОЛЯ ОЦЕНКИ КАНАЛА ДЛЯ МОДУЛЯЦИИ С ОДНОЙ НЕСУЩЕЙ В IEEE 802.11AY
DOI: 10.36724/2072-8735-2021-15-3-30-39
Гагиев Ярослав Петрович,
ООО "Радио Гигабит", г. Нижний Новгород, Россия, yaroslav.gagiev@radiogigabit.com
Адёркина Анастасия Александровна,
ООО "Радио Гигабит", г. Нижний Новгород, Россия, anastasia.aderkina@radiogigabit.com
Manuscript received 26 October 2020; Accepted 21 December 2020
Ключевые слова: поле оценки канала, последовательности Голея, модуляция с одной несущей, MIMO, IEEE 802.11ay
В данной статье описывается структура поля оценки канала для модуляции с одной несущей (SC - Single Carrier) на основе стандарта IEEE 802.llad, позволяющая поддерживать передачу радиосигналов между устройствами с несколькими антеннами на передачу и прием (MIMO - Multiple Input Multiple Output). При создании поля оценки канала используется разработанный набор опорных последовательностей на базе комплементарных пар Голея, имеющих близкие статистические характеристики. Все последовательности из набора являются ортогональными друг другу и каждая комплементарная пара имеет дополнение со свойством нулевой кросс-корреляции между ними. Использование свойства нулевой-кросс корреляции позволяет устранить интерференцию между потоками при оценивании канала. Главным свойством разработанного набора опорных последовательностей является общая аппаратная архитектура генератора и коррелятора. Предлагаемая структура поля оценки канала является гибкой и может быть расширена на любое количество пространственных потоков на передачу. Для анализа влияния предлагаемой структуры поля оценки канала на характеристики системы было выполнено численное моделирования вероятности пакетной ошибки в зависимости от Отношения Сигнал/Шум (ОСШ) для MIMO конфигурации с двумя антеннами на прием и передачу в случае идеальной и реальной оценки канала. При выполнении работы были рассмотрены две модели канала: с лучом прямой видимости и Релеевская модель, соответствующие лучшему и худшему сценарию распространения сигнала. Было показано, что деградация рабочей точки ОСШ в зависимости от типа модуляционно-кодовой схемы лежит в пределах 0.6-1.1 дБ для модели канала с лучом прямой видимости и 0.7-1.5 дБ для Релеевской модели канала. Описанное решение принято группой стандартизации IEEE 802.llay.
Информация об авторах:
Гагиев Ярослав Петрович, старший научный сотрудник, ООО "Радио Гигабит", г. Нижний Новгород, Россия Адёркина Анастасия Александровна, научный сотрудник, ООО "Радио Гигабит", г. Нижний Новгород, Россия
Для цитирования:
Гагиев Я.П., Адёркина А.А. Анализ и разработка поля оценки канала для модуляции с одной несущей в IEEE 802.1 1AY // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2021. Том 15. №3. С. 30-39.
For citation:
Gagiev Ya.P., Aderkina A.A. (2021) Channel estimation field design for the single carrier modulation in IEEE 802.11AY. T-Comm, vol. 15, no.3, pp. 30-39. (in Russian)
Введение
Первой в мире беспроводной технологией, работающей в миллиметровом диапазоне длин волн и достигающей пропускной способности до 7 Гбит/с в полосе 2.16 ГГц, является WiGig (IEEE 802.11ad) [1], которая была разработана в 2012 г. комитетом 802.11 института инженеров по электротехнике и радиоэлектронике. Создание данной технологии привело к появлению новых сценариев использования беспроводных систем связи, требующих высокой скорости передачи данных, например, приложение Sync-n-Go для быстрой синхронизации файлов между устройствами, беспроводные док-станции, трансляции HDTV видео с низким уровнем сжатия и другие [2]. Разработанная технология WiGig имела коммерческий успех - в 2018 г. размер занимаемого рынка составил 4.8 миллиарда долларов США, а к 2024 г. ожидается достижение 7.4 млрд долл. [3]. Для реализации технологии WiGig были разработаны новые протоколы и алгоритмы для создания направленной передачи между устройствами, позволяющей компенсировать сильное затухание радиосигнала характерное при распространении в диапазоне 60 ГГц [4]. Подробный обзор WiGig может быть найден в [5]. В 2014 г. было принято решение о разработке второго поколения данной технологии - WiGig 2 (IEEE 802.11ay) [6]. Основной целью является увеличение пропускной способности до 20 Гбит/с, которая обусловлена появлением новых сценариев использования: приложения дополненной и виртуальной реальности, передача файлов на сверхкоротком расстоянии и другие [7].
Одним из основных способов увеличения пропускной способности в технологии WiGig 2 является использование множества антенн на приеме и передаче (MIMO - Multiple Input Multiple Output). Для раскрытия полного потенциала MIMO необходимо точно оценивать импульсную характеристику канала между каждой передающей и каждой принимающей антеннами на приемнике в присутствии шума, интерференции, искажений радиотракта и т.д. Качество оценки канала определяет эффективность эквализации, демодуляции, декодирования и, следовательно, определяет надежность передачи данных. Стандартным подходом для оценивания канала на приемнике является использование пилотных символов или опорных последовательностей, не интерферирующих между собой. В данной работе описывается структура поля оценки канала, позволяющая поддержать передачу сигнала в MIMO режиме для модуляции с одной несущей (SC - Single Carrier). При выполнении работы за основу был взят протокол физического уровня IEEE 802.11ad.
Данная статья организована следующим образом. В секции I представлено краткое описание комплементарных последовательностей Голея, использующихся в качестве опорных в IEEE 802.11ad. В секции II содержится описание формата поля оценки канала в системах с одной антенной на приём и передачу (SISO - Single Input Single Output). В секции III предлагается формат поля оценки канала, поддерживающего передачу данных в MIMO режиме. В секции IV описывается процедура генерации опорных последовательностей на базе комплементарных последовательностях Голея со свойством нулевой кросс-корреляции. В секции V представлены результаты численного моделирования для
анализа характеристик системы с использованием разработанного формата поля оценки канала.
I. Комплементарные последовательности Голея
В данной секции содержится краткое описание комплементарных последовательностей Голея, использующихся в качестве опорных для оценивания канала. Обозначим две полифазные последовательности Оад и ОЬд длины N = 2а, состоящие из элементов конечного алфавита {1, в2"^4, ..., е^ч<ч-1)/ч}, где д _ положительное четное число, ] - мнимая единица, а - положительное целое число. Данные последовательности образуют комплементарную пару Голея [8], если сумма их апериодических автокорреляционных функций равняется нулю для любых ненулевых сдвигов:
RoaGa («)+ RGbGb («) = 2N • S («) ,
(1)
где д(п) - дельта-функция равная 1 для п = 0 и равная 0 в ином случае, ЯхУ<п) - апериодическая функция корреляции ме^ду последовательностями X и У при сдвиге со значением п:
Rxr («) = £ X (к) Y' (к + n)
(2)
Заметим, что по отдельности функции ЯОаОа и Яоьоь не являются дельта-функциями. Аналогичное свойство может быть записано в частотной области через образы дискретного преобразования Фурье (ДПФ):
\GA (к)|2 + \GB (к)|2 = 2N,
(3)
где ОЛд, ОБД - ДПФ образы последовательностей Оад и ОЬд соответственно.
Для генерации комплементарных пар Голея длины равной степени двойки определена эффективная рекурсивная процедура:
A ( n ) = ¿(n)
B0 (n) = S(n)
Ak (n) = W(к)Ak(n) + Bk 1 (n -D(k)), Bk (n) = W(к)Ak(n)-Вк(n -D(к)) GÜn =[Aa (0),4(1)4(N-1)] GbN =[ Ba( 0 ), Ba(1),..., Ba( N-1)]
(4)
где к - целое число из диапазона от 0 до (а-1), W - вектор из (а-1) комплексных весов с единичным модулем, Б - вектор задержек из (а-1) элементов, являющихся перестановкой степеней двойки из диапазона [20, 2а-1] без повторений. Заметим, что пара последовательностей Голея может быть однозначно определена с помощью векторов Б и W.
к =0
7ТТ
Общее число последовательностей равняется числу всех возможных комбинаций векторов задержек и весовых коэффициентов - я!2а.
Преимуществом последовательностей Голея является наличие эффективной аппаратной реализации коррелятора [9] представленной на рисунке 1. Данная схема имеет логарифмическую зависимость количества необходимых операций сложения и умножения от длины последовательности в отличии от прямой реализации по определению (2), где такая зависимость линейная.
W I Wa.{
Рис. 1. Общая схема эффективного коррелятора Голея
В начале кадра к полю данных, представляющего собой последовательность SC блоков, добавляется преамбула, состоящая из двух частей: короткого тренировочного поля (STF - Short Training Field) и поля оценки канала (CEF -Channel Estimation Field).
Короткое тренировочное поле Поле оценки канала SC блок #1 SC блок #2 SC блок #N
Преамбула Поле данных
Рис. 2. Упрощенная структура радиокадра IEEE 802.11 ad
Приемник использует короткое тренировочное поле для детектирования радиокадра, автоматической подстройки усиления, выполнения частотной и временной синхронизации. По принятому полю оценки канала оценивается импульсная характеристика канала и вычисляются веса эквалайзера. Структура поля оценки канала показана на рисунке 3.
На рисунке 1 г(п) - входная последовательность, ЯгОа, ЯгОЬ - функции корреляции с последовательностями Оак и ОЬК соответственно, (■) - операция комплексного сопряжения. Прямоугольные блоки обозначают задержку на соответствующее количество отсчетов. Заметим, что в случае бинарного алфавита q = 2 значения весов так же состоят из {-1,+1}, что соответствует простому инвертированию знака и не требует операции умножения в аппаратной реализации.
Одним из свойств последовательностей Голея является существование комплементарной пары (Оаы2, ОЬ^2), имеющей нулевую кросс-корреляцию относительно исходной пары последовательностей (Оа^1, ОЬд/). Пара (Оаы2, ОЬЫ2) может быть получена из исходной путем смены знака у элементов последовательностей, стоящих на нечетных позициях, как показано ниже:
6u5]
6v51
Gvj2
Gal (n ) = Gal (n ), n = 0 : 2: N -1 Ga2N (n) = -Gal (n),n = 1:2: l -1 Gbl (n) = Gbl (n), n = 0:2: N -1 Gbl (n) = -Gbl (n), n = 1:2: N -1
(5)
Тогда для пар последовательностей (GaNl, GbNl) и (GaN GbN2) справедливы следующие соотношения:
R , , (n) + R , , (n) = 2N S(n)
Ga1Ga1 \ ) Gb1Gb1 V / V >
R 2 2 (n) + R 2 2 (n) = 2N-S(n)
Ga Ga \ / Gb2Gb2 V / V J
R , 2 (n) + R , 2 (n) = 0
GaGa \' Gb1Gb2 V /
(6)
-Gbi28 "Ga128 +Gbi28 -Ga128 -Gbi28 +Gai28 -Gbi28 -Ga128 -Gb128
Рис. 3. Поле оценки канала в IEEE 802.11ad
В качестве опорных последовательностей используются комплементарные последовательности Голея Оа128 и ОЬ128 длины 128, состоящие из элементов бинарного алфавита {-1,+1} и характеризующиеся следующими векторами задержек и весов:
D = [1,8,2,4,16,32,64] W = [-1,-1,-1,-1, + 1,-1,-1]
(7)
Четыре повторения последовательностей Оа128 и ОЬ128 с разными знаками следующие друг за другом образуют последовательности Ом512 и Оу512. Последовательность Оу128 равная последовательности ОЬ 128 с обратным знаком используется для сохранения циклической структуры поля оценки канала. Заметим, что последовательности Ои512 и Оу512 не являются комплементарными, но в частотной области обладают свойством:
И12|2 + р05п\г = 1024,
(8)
II. ПОЛЕ ОЦЕНКИ КАНАЛА В IEEE 802.11AD
В данной секции описывается поле оценки канала стандарта связи IEEE 802.11ad используемое при SISO передаче. На рисунке 2 показана упрощенная структура радиокадра во временной области для модуляции с одной несущей с эква-лизацией в частотной области.
где ОУ5\2, ОП5\2 - образы ДПФ от последовательностей Оу512 и Ои512 соответственно.
Представленный формат поля оценки канала позволяет эффективно оценивать импульсную характеристику канала как во временной, так и в частотной областях, не накладывая ограничений на архитектуру приемника. В данной статье без ограничения общности будет рассматриваться только алгоритм оценивания канала в частотной области для упрощения математических выкладок. Основная идея в алгоритме оценки канала во временной области заключается в правильном комбинировании выходов с коррелятора с разными знаками,
2
чтобы выполнялось свойство (1). Подробное описание алгоритма оценки канала может быть найдено в [10].
III. ДИЗАЙН ПОЛЯ ОЦЕНКИ КАНАЛА ДЛЯ MIMO ПЕРЕДАЧИ
H11 = YuU1 + YvVl
(10)
Hll = Hll (UlUl* +v;v* )+Hl2 (од*+F2V* )+ZU*+Z2U1*, (ll)
В данной секции описывается структура поля оценки канала для SC модуляции, поддерживающая передачу сигнала в MIMO режиме. Основные требования к разрабатываемой структуре поля оценки канала сформулированы ниже на основе технических требований к IEEE 802.11ay [11]:
1. Совместимость со структурой поля оценки канала из стандарта связи предыдущего поколения IEEE 802.11ad для сохранения обратной совместимости;
2. Существование эффективного алгоритма для оценки канала во временной и частотной областях;
3. Максимальное количество потоков при передаче одному устройству - 8.
В данной работе предлагается формат поля оценки канала, основанный на свойстве нулевой кросс-корреляции последовательностей Голея. Для иллюстрации основной идеи на рисунке 4 представлено поле оценки канала для конфигурации MIMO 2x2 с двумя антеннами на прием и передачу.
Поток #1
Поток #2
Gu1 Gv1 -Gbi
Gu2 Gv2 -Gb:
Рис. 4. Поле оценки канала для конфигурации MIMO 2x2
Последовательности Gu1, Gv1 и Gu2, Gv2 составлены из комплементарных пар последовательностей Gab Gb1 и Ga2, Gb2 длины 128 соответственно, имеющих нулевую кросс-корреляцию между собой. Заметим, что последовательности Gu1, Gv1, Gu2, Gv2 имеют такую же структуру как на рисунке 3.
Представленный формат поля оценки канала позволяет оценивать канал как во временной, так и в частотной областях. Для простоты описания алгоритма рассмотрим оценку канала в частотной области. Обозначим ДПФ образы последовательностей (Gui, Gvi) во временной области как Ui и V соответственно. Принятые сигналы Yu, Yv в частотной области на первой принимающей антенне приемника могут быть записаны как:
Yu = H11U1 + H12U 2 + Z1 Yv = H11V1 + H12V2 + Z 2 ,
(9)
где - оценка канального коэффициента Ип. Заметим, что за счет свойства нулевой кросс-корреляции ме^ду исходными последовательностями Голея, полностью устраняется интерференция между потоками, соответствующая второму слагаемому в (11). Аналогичным образом может быть вычислена оценка канала для коэффициента И12 как показано ниже:
Hl2 = YuU2 + YvV2
(12)
Hl2 = Hl2 (U2Ul + V2V2*)+H11 (UU* +V¡V2*) + Z1U2* + Z2V2* (13)
Оценка канальных коэффициентов H21 и H22 вычисляется аналогичным образом.
Обобщение формата поля оценки канала для конфигурации MIMO 4x4 показано на
Рис. . К оригинальным парам последовательностей Голея (Gab Gb\) и (Ga2, Gb2) добавлены пары (Ga3, Gb3) и (Ga4, Gb 4), обладающие свойством нулевой кросс-корреляции между собой. Дополнительно все используемые последовательности являются ортогональными друг другу.
Временной интервал T1
Временной интервал T2
Gui GVi -Gbi Gui Gvi -Gbi
Gu2 GV2 -Gb: Gu2 GV2 -Gb:
Gu3 GV3 -Gb3 -Gu3 -GV3 +Gb3
gu4 Gv4 -Gb4 -gu4 -Gv4 +Gb4
где И11 и И12 - коэффициенты канала между первой передающей и первой принимающей антеннами и между первой передающей и второй принимающей антеннами, 21, 22 - вектора отсчетов аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ) на первой и второй принимающих антеннах соответственно. Оценка канала для коэффициента И11 может быть выполнена с помощью согласованной фильтрации принятого сигнала с векторами и1 и У1 как показана ниже:
Рис. 5. Поле оценки канала для конфигурации MIMO 4x4
В данном случае поле оценки канала состоит из двух временных интервалов Т1 и 72. Во время интервала Т1 поле оценки канала имеет структуру аналогичную рассмотренной выше. Во время интервала 72 поля оценки канала для потоков с номерами 3 и 4 имеют инвертированный знак и обозначены на рисунке серым цветом. Рассмотрим оценку канала в частотной области для первой принимающей антенны. Принятые сигналы в частотной области на интервалах Т1 и Т2 могут быть записаны следующим образом:
YUTi = HlUl + HlU2 + H13U3 + H14U4 + Zl Tl YUT 2 = HuUl + H12U2 - H13U3 — H14U4 + Zl T2 YVt 1 = H11V + H12V2 + H13V3 + H1V4 + Z 2,yi
YvT 2 = HllVl + H12V2 - H13V3 - H14V4 + Z 2T 2
(14)
зз
7TT
Оценка канала для коэффициента Ни может быть записана как показано ниже:
Йп = 1 р; + Yvт V ) + (Уит р'* + Yvт V )) (15)
Суммирование с сигналами со второго временного интервала позволяет убрать интерференцию между потоками с антенн с номерами 3 и 4. Аналогичные выражения могут быть записаны для оценок канала Н12, Н13, Н14.
Н12 = ' (^щ 'Р2* + Yvт 'V* ) + (Ущ р* + Yvт V )) (16) Н'з = 1 ((У"т Р3 + Yvт V )-(Гщ р + Yvт V)) (17) Н14 = \ ((Ущр; + Yvт V )-(УЩр4 + YvтV )) (18)
Поток #1 Поток #2 Поток #3 Поток #4 Поток #5 Поток #6 Поток #7 Поток #8
\(f > CEi CEi 4- CEi CEi
CE2 CE2 CE2 CE2
ce3 -ce3 _-jA CE3 -CE3
CE4 -CE4 CE4 -CE4
ce5 4- _r, ce5 -ce5 -CE= -
CE6 CE6 -CE6 -CE6
ce7 -ce7 -ce7 ce7
ce8 -CE8 -CE8 CE8
Строка #1
Строка #2
Строка #3
Строка #4
токов - два временных сегмента 71 и 72, а для конфигурации с количеством потоков от 5 до 8 - четыре сегмента Г1, т2, т3, т4. Заметим, что знак каждой секции соответствует знаку соответствующего элемента из матрицы Адамара:
P
T1 T 2 T 3 T
"1 1 1 1 " строка #1
1 -1 1 -1 строка #2
1 1 -1 -1 строка #3
1 -1 -1 1 строка #4
(19)
Оценка канальных коэффициентов для остальных принимающих антенн вычисляется аналогичным образом.
Расширение поля оценки канала до максимальной конфигурации MIMO 8x8 с восьмью антеннами на прием и передачу показано на рисунке 6.
Заметим, что поддержка максимального порядка 8x8 является техническим ограничением, а не ограничением самого метода построения.
Рис. 6. Структура поля оценки канала для произвольной конфигурации MIMO
На рисунке 6 CEi - элементарное поле оценки канала для пространственного потока с номером i со структурой показанной на рисунке 3, позволяющая сохранить обратную совместимость со стандартом IEEE 802.1 lad. В представленной структуре для оценки канала в случае двух потоков требуется один временной сегмент T1, для случая от 3 до 4 по-
IV. ДИЗАИН ОПОРНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ
В данной секции описается метод построения набора опорных последовательностей на базе комплементарных последовательностей Голея со свойством нулевой кросс-корреляции для структуры поля оценки канала, описанной в секции IV. Следующие требования могут быть сформулированы к набору опорных последовательностей, состоящему из M = 8 последовательностей:
1. Все пары (Gai, Gb) из набора являются комплементарными парами для i = 1 :M;
2. Все последовательности ортогональны друг другу, т. е. скалярное произведение Gai -Gaj = 0, Gbi ■Gbj = 0, Gai ■Gbj = 0 для всех i Ф j;
3. Каждая комплементарная пара (Gai, Gbi) из набора должна иметь дополнение со свойством нулевой кросс корреляции. Данное свойство требуется форматом поля оценки канала;
4. Оригинальная пара Голеевских последовательностей из IEEE 802.1 lad, определенная в секции III, должна быть частью разрабатываемого набора для поддержки обратной совместимости;
5. Все последовательности из набора должны иметь одинаковый вектор задержек D = [1,8,2,4,16,32,64] для сохранения аппаратной реализации коррелятора.
6. Все последовательности из набора должны иметь одинаковое количество +1/-1 единиц, чтобы сохранить такое же смещение среднего как у оригинальной пары последовательностей;
7. Все последовательности после интерполирующего фильтра на передатчике должны иметь схожие статистические характеристики.
Для формирования набора комплементарных последовательностей предлагается выполнять полный перебор различных векторов W, состоящих из +1/-1, при фиксированном векторе задержек D, используя рекурсивную процедуру генерации (4). Общее количество векторов для перебора равняется 127 без учета исходных последовательностей Ga128 и Gb128. Целью перебора является составление набора кандидатов из взаимно ортогональных последовательностей Голея с одинаковым средним значением для последующего отбора четырех пар последовательностей по следующим характеристикам:
• Пик-фактор (PAPR - Peak to Average Power Ratio) после свертки с интерполирующим фильтром;
• Отношение пиковой мощности к суммарной (PTPR - Peak to Total Power Ratio) после согласованной фильтрации на приемнике;
• Отношение мощности основного отсчета ко второму наиболее значимому после согласованной фильтрации на приемнике;
• K-фактор - отношение мощности основного отсчета к суммарной мощности после согласованной фильтрации на приемнике.
В качестве цифрового интерполирующего фильтра используется функция приподнятый косинус для увеличения частоты дискретизации сигнала в 1.5 раза [12]. Используемая импульсная характеристика определена в [1], импульсная характеристика фильтра и частотный отклик показаны на рисунке 7.
1.2
5 о.б
2 0.4 <
0.2
-0.2
••••
• ф • •
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26
Номер отсчета а) Импульсная характеристика
-3000 -2000 -1000 0 1000 2000 3000
Частота, МГц
б) Частотная характеристика
Рис. 7. Характеристика интерполирующего фильтра
На рисунке 8 показаны выходы с согласованных фильтров для восьми последовательностей в наборе для веток А и В соответственно. Видно, что все последовательности в наборе имеют схожие автокорреляционные свойства за исключением небольших вариаций в боковых лепестках.
200 180 160 140
§ ^
>
■Е
2 <
40 - Ш I
"ЛМ& A "
0
Поел. #1
—ф- Поел. #2
♦ Поел. #3
<+ Поел. #4
ф Поел. #5
ф Поел. #6
ф Поел. #7
Поел. #8
0 20 40 60
100 120 140 160 180 200
Номер отсчета a) Ga последовательность
200
180
160
140
2 <
60
40
-ф- Поел. #1
—#— Поел. #2
Поел. #3
# Поел. #4
Поел. #5
♦ Поел. #6
Поел. #7
Посл. #8
20 40 60 80 100 120 140 160 180 200
б) ОЬ последовательности Рис. 8. Выход коррелятора
Затем четыре последовательности со свойством нулевой кросс-корреляции добавляются к уже выбранным четырем парам последовательностей, используя правило (5), чтобы создать набор из восьми пар.
Таблица 1
Характеристики последовательностей Голея длины 128 из разработанного набора
№ W вектор PAPR, дБ PTPR, ДБ Pmain/Psecond, ДБ К-фактор, дБ
1 [-1,-1,-1,-1,+1, -1,-1]* 1.3898/1.3898 -2.7254/2.7248 6.9065/6.9092 0.5899/0.5911
2 [+1 -1,-1,-1,+1,-1,-1] 1.3897/1.3897 -2.7244/2.7246 6.9077/6.9081 0.5893/0.5890
3 [-1,-1,-1,+1,-1, -1,+1] 1.3897/1.3897 -2.7250/2.7251 6.9068/6.9085 0.5895/0.5904
4 [+1,-1,-1,+1, -1,-1,+1] 1.3898/1.3898 -2.7246/2.7250 6.9079/6.9076 0.5903/0.5897
5 [-1,-1,-1,+1, -1,+1,+1] 1.3898/1.3898 -2.7252/2.7253 6.9080/6.9076 0.5899/0.5818
6 [+1,-1,-1,+1, -1,+1,+1] 1.3897/1.3897 -2.7247/2.7251 6.9075/6.9073 0.5891/0.5985
7 [ 1,-1, -1,+1,+1,+1,-1] 1.3898/1.3898 -2.7244/2.7252 6.9082/6.9077 0.5898/0.5944
8 [+1 -1, -1,+1,+1,+1,-1] 1.3897/1.3897 -2.7254/2.7252 6.9081/6.9075 0.5926/0.5919
0
ТТЛ
V. АНАЛИЗ СИСТЕМНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
В данной секции анализируются характеристики системы, представленные в виде зависимостей вероятности пакетной ошибки от ОСШ, при реальном оценивании канала в частотной области по структуре поля описанной в секции IV. При выполнении исследования используется только конфигурация MIMO 2x2, так как все остальные конфигурации получены методом расширения базовой.
А. Параметры моделирования
Параметры для численного моделирования представлены в таблице 2.
Таблица 2
Параметры моделирования
Параметр Значение
Размер пакета, байт 8192
Частота следования 1,76
символов, ГГц
Полоса передачи, ГГц 2,16
Частота следования 2,64
отсчетов, ГГц
Конфигурация М1МО 2x2
Критерий MIMO эквализации Минимум среднеквадратической ошибки
Схема канального Коды с низкой плотностью проверок
кодирования на четность
Алгоритм декодирования Распространение доверия, 20 итераций
Тип оценки канала Идеальная, реальная
Модель канала Канал с лучом прямой видимости, Релеевский канал, среднеквадратиче-ская задержка 3 не
Модель шума АБГШ
Набор модуляционно-кодовых схем (MCS - Modulation and Coding Scheme), определяющих тип цифровой модуляции и скорость помехоустойчивого кодирования содержится в таблице 3. Набор предложенных для моделирования схем состоит из трех видов модуляций: двоичная фазовая модуляция (ДФМ), квадратурная фазовая (КФМ) и квадратурная амплитудная (KAM) в комбинации с различными скоростями кодирования.
Таблица 3
Набор модуляционно-кодовых схем
Номер MCS Тип модуляции Скорость кодирования
1 ДФМ 1/4
2 ДФМ 1/2
3 ДФМ 5/8
4 ДФМ 3/4
5 ДФМ 13/16
6 КФМ 1/2
7 КФМ 5/8
8 КФМ 3/4
9 КФМ 13/16
10 KAM 1/2
11 KAM 5/8
12 KAM 3/4
В качестве интерполирующего фильтра используется фильтр показанный на рисунке 7. При моделировании рассматриваются две MIMO модели каналов.
Первая модель - это модель с лучом прямой видимости, канальная матрица которой записывается следующим образом:
(20)
H
aeJ
aeJ
ejV22
где у у - фаза канала между у'-ой антенной на передатчике и /'ой на приемнике, а - величина ослабления слагаемых на побочной диагонали. В данной модели предполагается, что фазы независимые случайные величины с равномерным распределением от 0 до 2л. Коэффициент ослабления а предполагается равным -10 дБ. Вторая модель - это Релеевский канал, который описывается следующей канальной матрицей:
H
H11 H12 н H
21 22
(21)
где By - импульсная характеристика канала между y-ой антенной на передатчике и /-ой на приемнике с Релеевским распределением и среднеквадратической задержкой 3 не. В данной модели предполагается, что все реализации каналов независимые.
Б. Результаты моделирования
В качестве опорных результатов для сравнения на рисунке 9 представлены результаты моделирования вероятности пакетной ошибки для SISO случая на базе исходного поля оценки канала из IEEE 802.11ad. Сплошные линии соответствуют идеальной оценке канала, пунктирные линии - реальной оценке канала. В качестве целевого уровня вероятности пакетной ошибки используется значение 1%, так как с практической точки зрения этого уровня достаточно для устойчивой работы финальной системы с использованием повторной передачи.
В канале с лучом прямой видимости минимальная и максимальная деградации по ОСШ для уровня пакетной ошибки 1% составляют примерно 0.3 и 0.5 дБ соответственно. В случае Релеевской модели канала минимальная деградация по ОСШ ~ 0.4 дБ, максимальная ~ 0.9 дБ.
Результаты моделирования пакетной ошибки для конфигурации MIMO 2x2 с интервалом оценивания T = T1 показаны на рисунке 10. В канале с лучом прямой видимости минимальная и максимальная деградации по ОСШ для уровня пакетной ошибки 1% составляют примерно 0.6 и 1.1 дБ соответственно. В случае Релеевской модели канала минимальная деградация по ОСШ ~ 0.7 дБ, максимальная ~ 1.5 дБ.
Из полученных результатов видно, что значения деградации увеличились по сравнению с SISO случаем из-за большей зашумленности оценок канала как видно, например, из (11) и (13), но остаются по-прежнему приемлемыми. Для проверки того, что деградация вызвана действительно большим шумом при оценивании на рисунке 11 показаны вероятности пакетной ошибки для конфигурации MIMO 2x2 с интервалом оценивания T = T1+T2. В канале с лучом прямой видимости минимальная и максимальная деградации по ОСШ для уровня пакетной ошибки 1% составляют примерно 0.3 и 0.6 дБ соответственно. В случае Релеевской модели канала минимальная деградация по ОСШ ~ 0.3 дБ, максимальная ~ 0.8 дБ. Увеличение интервала оценивания позволяет получить деградацию из-за реальной оценки канала аналогичную SISO случаю.
-6 -4 -2 О 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
ОСШ, дБ
a) Канал с лучом прямой видимости
10 12 14 16 18 20 22 24
б) Релеевский канал
Рис. 9. Вероятность пакетной ошибки в SISO случае
■MCS 1
■ МС5 2
-mcs з
MCS4
-■А- "MCS5
"MCS6
■MCS7
-МС5 8
-А- " МС5 9
"Mes ю
"MCS 11
■MCS12
-6-4-2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 ОСШ, дБ
a) Канал с лучом прямой видимости
■2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 ОСШ, дБ
б) Релеевский канал
Рис. 10. Вероятность пакетной ошибки в MIMO случае, T = T1
-2 0 2 4 6 8 10 12 14 16 1В 20 22 24
ОСШ, дБ
a) Канал с лучом прямой видимости
-6-4 -2 0 2 4 6 В 10 12 14 16 1В 20 22 24
ОСШ, дБ б) Релеевский канал
Рис. 11. Вероятность пакетной ошибки в MIMO случае, T = T1+T2
Суммарные значения деградации относительно идеальной оценки канала представлены в таблице 4.
Таблица 4
Деградация ОСШ по уровню пакетной ошибки 1%
MCS SISO, T = T1 2x2 MIMO, T = T1 2x2 MIMO, T = T1+T2
Канал лучом прямой видимости, дБ Релеевский канал Канал с лучом прямой видимости, дБ Релеевский канал, дБ Канал с лучом прямой видимости Релеевский канал, дБ
1 0.5 0.9 1.1 1.5 0.6 0.8
2 0.5 0.6 0.9 1.1 0.5 0.6
3 0.4 0.6 0.8 1.0 0.5 0.6
4 0.3 0.5 0.7 1.0 0.4 0.5
5 0.3 0.5 0.6 0.9 0.3 0.5
6 0.3 0.5 0.7 1.1 0.3 0.5
7 0.3 0.5 0.6 0.9 0.3 0.4
8 0.3 0.4 0.6 0.9 0.3 0.5
9 0.3 0.5 0.6 0.7 0.3 0.3
10 0.3 0.4 0.6 0.7 0.3 0.4
11 0.3 0.4 0.6 0.8 0.3 0.4
12 0.3 0.4 0.6 0.9 0.3 0.5
Выводы
В данной работе представлена структура поля оценки канала на основе ортогональных последовательностей Голея со свойством нулевой кросс-корреляции, позволяющее эффективно оценивать канал при передаче сигнала в MIMO режиме. Важной особенностью данного дизайна является возможность расширения для любых конфигурация MIMO.
В результате численного моделирования было показано, что в зависимости от ОСШ деградация вероятности пакетной ошибки по уровню 1% составляет 0.6-1.1 дБ в случае канала с лучом прямой видимости и 0.7-1.5 дБ в случае Релеевской модели канала. Представленная структура поля оценки канала была принята группой стандартизации IEEE 802.11ay.
Литература
1. IEEE Std. 802.11ad-2012: IEEE standard for information technology - Telecommunications and information exchange between systems - Local and metropolitan area networks - Specific requirements -Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications - Amendment 3: Enhancements for very high throughput in the 60 GHz band - Dec. 2012. Available: https://standards.ieee.org/standard/802_11ad-2012.html
2. Task Group ad, "IEEE 802.11 TGad Usage model", May 2009, doc.: IEEE 802.11-2009/0583r0. Available: https://mentor.ieee.org/ 802.11/dcn/09/11-09-0583-00-00ad-tgad-usage-model.ppt
3. Wireless Gigabit (WiGig) Market Size To Reach $7.42 Billion By 2024, Grand View Research. 2016. Available: https://www.grandviewresearch.com/press-release/global-wireless-gigabit-wigig-market (дата обращения: 30.09.2020).
4. Rappaport T.S. et al., Millimeter wave wireless communications, Prentice Hall, 2015 680 p.
5. Nitsche T. et al. IEEE 802.11 ad: directional 60 GHz communication for multi-Gigabit-per-second Wi-Fi // IEEE Communications Magazine, vol. 52, no 12, pp. 132-141, December 2014.
6. IEEE Std. P802.11ay-2019: IEEE standard for information technology - Telecommunications and information exchange between systems - Local and metropolitan area networks - Specific requirements -Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications — Amendment 7: Enhanced throughput for operation in 16 license-exempt bands above 45 GHz - 2019. Available: https://standards.ieee.org/project/802_11ay.html
7. Task Group ay, "IEEE 802.11 TGay Usage Scenarios", Aug. 2017, doc.: IEEE 802.11-2015/0625r7. Available: https://mentor.ieee.org/ 802.11/dcn/15/11-15-0625-07-00ay-ieee-802-11-tgay-usage-scenarios.pptx
8. Golay M. Complementary series // IRE Transactions on Information Theory, vol. 7, no. 2, pp. 82-87, April 1961.
9. Budisin S.Z. Efficient pulse compressor for Golay complementary sequences // Electronics Letters, vol. 27, no. 3, pp. 219-220. January. 1991.
10. Guan X. et al. High-speed structure of channel estimation and equalization for 60 GHz SC-FDE transmission // 2013 International Conference on Computational Problem-Solving (ICCP), pp. 211-214, October 2013.
11. Task Group ay, "IEEE 802.11 Specification Framework for TGay", Dec. 2016, doc.: IEEE 802.11-2015/1258r9. Available: https://mentor.ieee.org/802.11/dcn/15/11-15-1358-09-00ay-specification-framework-for-tgay.doc
12. Meyr H. et al. "Digital Communication Receivers, Synchronization, Channel Estimation, and Signal Processing", Wiley-Interscience, 1st Edition, 1997, 864 p.
CHANNEL ESTIMATION FIELD DESIGN FOR THE SINGLE CARRIER MODULATION IN IEEE 802.IIAY
Yaroslav Gagiev, Radio Gigabit LLC, Nizhny Novgorod, Russia, yaroslav.gagiev@radiogigabit.com Anastasia Aderkina, Radio Gigabit LLC, Nizhny Novgorod, Russia, anastasia.aderkina@radiogigabit.com
Abstract
This paper describes structure of a channel estimation field for the single carrier (SC) modulation based on the IEEE 802.llad standard supporting transmission of radio signals between devices with multiple antennas for transmission and reception (MIMO - Multiple Input Multiple Output). Channel estimation field design uses a developed set of reference sequences based on complementary Golay pairs having similar statistical characteristics. All sequences are orthogonal to each other and each complementary pair has a pair in the set with zero cross-correlation property between them. Usage of this property allows to cancel out interstream interference during channel estimation procedure. A key property of the developed set is a common hardware architecture for a generator and correlator. Proposed structure of the channel estimation field is flexible and can be extended to arbitrary number of spatial streams for transmission. To analyze influence of the proposed channel estimation field on system performance, dependence of packet error rate on signal to noise ratio (SNR) was simulated for MIMO configuration with two transmit and two receive antennas for real and ideal channel estimations. System performance is analyzed in two channel models: the line of sight channel and the Rayleigh channel corresponding to the best and worst case of the signal propagation. It was shown that degradation of the SNR operating points depending on a modulation-coding scheme is in range 0.6-1.1 dB for the line of sight channel model and 0.7-1.5 dB for the Rayleigh channel model. This solution is already adopted by the IEEE 802.llay standardization group.
Keywords: channel estimation field; Golay sequences; single carrier modulation; MIMO; IEEE 802.1 lay References
1. 802.11 WG - Wireless LAN Working Group. (2012). IEEE Std. 802.llad-20l2: IEEE standard for information technology - Telecommunications and information exchange between systems - Local and metropolitan area networks - Specific requirements - Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications - Amendment 3: Enhancements for very high throughput in the 60 GHz band. [online]. Available: https://standards.ieee.org/standard/802_llad-20l2.html
2. Task Group ad, (2009). IEEE 802. l l TGad Usage model [online]. IEEE 802. l l-2009/0583r0. [Viewed l October 2020]. Available: https://mentor.ieee.org/802.ll/dcn/09/ll-09-0583-00-00ad-tgad-usage-model.ppt
3. Corporate Author, (2016). Wireless Gigabit (WiGig) Market Size To Reach $7.42 Billion By 2024 [online], Grand View Research. [Viewed 30 September 2020]. Available: https://www.grandviewresearch.com/press-release/global-wireless-gigabit-wigig-market
4. Rappaport, T., Heath, Jr. R., Daniels, R. and Murdock, J., (20l5). Millimeter wave wireless communications. Prentice Hall.
5. Nitsche, T., Cordeiro, C., Flores, A. B. and Knightly, E. W. (20l4). IEEE 802.llad: directional 60 GHz communication for multi-Gigabit-per-second Wi-Fi. IEEE Communications Magazine [online]. 52(l2). l32-l4l. [Viewed l October 2020]. Available: doi: l0.ll09/MCOM.20l4.6979964.
6. 802.ll WG - Wireless LAN Working Group. (20l9). IEEE Std. P802.llay-20l9: IEEE standard for information technology - Telecommunications and information exchange between systems - Local and metropolitan area networks - Specific requirements - Part ll: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications - Amendment 7: Enhanced throughput for operation in l6 license-exempt bands above 45 GHz. [online]. Available: https://standards.ieee.org/project/802_llay.html
7. Task Group ay, (20l 7). IEEE 802. l l TGay Usage Scenarios. [online]. IEEE 802. l l-2015/0625r7. [Viewed l October 2020]. Available: https://mentor.ieee.org/802.ll/dcn/l5/ll-l5-0625-07-00ay-ieee-802-ll-tgay-usage-scenarios.pptx
8. Golay, M. (l96l). Complementary series. IRE Transactions on Information Theory [online]. 7(2). 82-87. [Viewed l October 2020]. Available: doi: l0.ll09/TIT.l96l.l057620.
9. Budisin, S.Z. (l99l). Efficient pulse compressor for Golay complementary sequences. Electronics Letters [online]. 27(3). 2l9-220. [Viewed l October 2020]. Available: doi: l0.l049/el:l99l0l42
10. Guan, X., Zhang, Ch. and Jin, D. (201 3). High-speed structure of channel estimation and equalization for 60 GHz SC-FDE transmission. 201 3 International Conference on Computational Problem-Solving (ICCP), 26-28 October 20l3, Jiuzhai, China. [online]. Institute of Electrical and Electronics Engineers. pp. 2ll-2l4. [Viewed l October 2020]. Available: doi: l0.ll09/ICCPS.20l3.6893577.
11. Task Group ay, (20l6). IEEE 802.ll Specification Framework for TGay. [online]. IEEE 802.ll-20l5/l258r9. [Viewed l October 2020]. Available: https://mentor.ieee.org/802.ll/dcn/l5/ll-l5-l358-09-00ay-specification-framework-for-tgay.doc
12. Meyr, H., Moeneclaey, M. and Fechtel, S. A., (l997). Digital Communication Receivers: Synchronization, Channel Estimation, and Signal Processing. lst Edition. Wiley-Interscience.
Information about authors:
Yaroslav Gagiev, Senior Research Engineer, Radio Gigabit LLC, Nizhny Novgorod, Russia Anastasia Aderkina, Research Engineer, Radio Gigabit LLC, Nizhny Novgorod, Russia
7ТЛ
