АЛГОРИТМ ОБНАРУЖЕНИЯ ПРОСТРАНСТВЕННО-КОГЕРЕНТНЫХ СИГНАЛОВ В РАЗНЕСЕННОЙ MIMO РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЕ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Сигитов Виктор Валентинович, д-р техн. наук, советник генерального директора по УТС ПВО и информационным технологиям, cdbae@,cdbae.ru, Россия, Тула, АО ЦКБА,

Ковинько Андрей Иванович, заместитель начальника отдела, cdbae@,cdbae.ru, Россия, Москва, Главное управление вооружения Вооруженных Сил МО РФ,

Романюта Александр Евгеньевич, начальник, cdbae@,cdbae.ru, Россия, Москва, ФГБУ «46 ЦНИИ» МО РФ

METHODOLOGY FOR DETERMINING THE SEQUENCE OF TRAINING TASKS

ON THE A TGM SIMULA TOR

V. V. Sigitov, A.I. Kovinko, E.A. Romanyuta

A method for selecting the order of tasks according to their complexity and uniformity is proposed. It is shown that the sequence of working out the same type of training tasks should be set taking into account the maximum possible positive transfer of skill.

Key words: simulator, training task, ATGMoperator.

Sigitov Viktor Valentinovich, doctor of engineering sciences, advisor to the general director, cdbae@,cdbae. ru, Russia, Tula, JSC CDBAE,

Kovinko Andrey Ivanovich, deputy head of department, cdbae@,cdbae. ru, Russia,

Moscow,

Romanyuta Aleksandr Evgenievich, head, cdbaeacdbae. ru, Russia, Moscow, FGBI «46 CSRI»

УДК 621.317.39

АЛГОРИТМ ОБНАРУЖЕНИЯ ПРОСТРАНСТВЕННО-КОГЕРЕНТНЫХ СИГНАЛОВ В РАЗНЕСЕННОЙ MIMO РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЕ

А.И. Полубехин, А.В. Петешов, В.Л. Румянцев

Рассмотрены различные варианты обработки эхо-сигналов в пространственно-когерентной MIMO системе. Представлена модель зондирующего сигнала в радиолокационных системах в виде импульсов, модулированных бинарными или многофазными кодовыми последовательностями. Приведены обобщенные структурные схемы алгоритмов централизованной обработки сигналов в многопозиционной пространственно- когерентной MIMO системе обнаружения для случая независимых флуктуа-ций эхо-сигналов. Результаты могут быть использованы для оценки энергетических характеристик различных типов перспективных MIMO РЛС.

Ключевые слова: радиолокационная система, пространственная когерентность, отношение правдоподобия.

В настоящее время широко применяются так называемые MIMO РЛС [1 - 6], важным достоинством которых является возможность превращения передающей антенны в обычную ФАР в режиме сопровождения, когда необходимо концентрировать энергию излучения на обнаруженной цели.

165

В литературе рассмотрение оптимальных алгоритмов обнаружения целей с учетом когерентности излучаемых сигналов рассмотрены недостаточно. Поэтому цель работы заключается в попытке восполнить указанный выше пробел.

Будем полагать, что разнесенная MIMO радиолокационная система состоит из Mtr передающих и Mrec приемных позиций. На каждой позиции мощность передающего устройства составляет Ptr (i = 1.. .Mtr). В качестве зондирующих сигналов используется

ансамбль из Mtr ортогонально модулированных широкополосных сигналов. Тип модуляции зондирующих сигналов может быть фазовый (бинарными или многофазными кодовыми последовательностями), частотный (частотно-ортогональные сигналы) или комбинированный. Будем полагать, что на каждой приемной позиции может осуществляться прием всех Mtr зондирующих сигналов. Рассмотрим варианты централизованной обработки сигналов в многопозиционной MIMO радиолокационной системе в зависимости от типа модуляции зондирующих сигналов и вида пространственной и временной когерентности принимаемых на позициях сигналов.

Представим зондирующий сигнал в пространственно-когерентных многопозиционных радиолокационных системах в виде последовательности из L импульсов, модулированных бинарными или многофазными кодовыми последовательностями. Тогда модель сигнала на входе k-го приемного устройства может быть представлена в виде

Mtr L _

Yk(t) = I IakiXkiJñSi(t-tki -(l- 1)Tp)exp{j[2p(f + Fdü)*

i=l l=1

* (t -tki - (l - 1)Tp +0i (t)]}+ nk (t),

(1)

где а к - канальный параметр сигнала, определяющим энергетические параметры сигнала на трассе распространения от передатчика до цели и от цели до приемного устройства

a ki

Л

GtrGrecl2

(4p)3

Gtr, Grec - коэффициент усиления передающей и приемной антенны РЛС соответственно; X - длина волны; Rtr, Rrec - дальность трассы распространения сигнала «передатчик-цель» и «цель-приемник» соответственно; &ki - комплексный коэффициент, учитывающий радиолокационные характеристики цели (диаграмму обратного рассеяния) при облучении цели i-м передающим устройством в направлении k-го приемного устройства;

x ki =x ki exp{ jtki

xki - амплитудный множитель(в общем случае случайный) диаграммы обратного рассеяния цели; jt ki - фазовый множитель (в общем случае случайный) диаграммы обратного рассеяния цели; Pi - мощность i- го передающего устройства; Si (t) - нормированная огибающая сигнала; tki = (Rtri + Rreck)/c - задержка сигнала на трассе распространения от i-го передающего устройства к k-му приемному устройству; Tp - период посылок импульсов; Fpki - частота Доплера сигнала от i-го передающего устройства на k-м приемном устройстве; Qi (t) - закон фазовой модуляции зондирующего сигнала; L - количество накапливаемых импульсов в пачке.

Рассмотрим вариант приема и обработки сигналов в пространственно-когерентной многопозиционной MIMO системе. Для многопозиционной системы с пространственной когерентностью случайный фазовый множитель сигнала jtki жестко

связан для сигналов всех передающих позиций [1, 2].

166

Известно, что структура оптимального обнаружителя сигнала определяется отношением правдоподобия (или логарифмом отношения правдоподобия) исходя из статистических характеристик принимаемой смеси сигнала и шума и только шума. Учитывая выполнение условия пространственной когерентности принимаемых сигналов от различных передающих устройств на приемных позициях, можно полагать, что комплексные коэффициенты Xк/ в сигналах от различных передатчиков будут коррелиро-ваны [3, 4]. Представим совместную плотность распределения принимаемых сигналов на к-ой приемной позиции с учетом ортогональности сигналов различных передающих позиций в виде:

р(У(())= Г1 Пр(?С - (I - Щ))=

/=1/=1

Мг Ь 1 Г • -1-и

= п П И|, ^ ч| ехР{-У(1 -(I - 1)Тр)Фг-1Уя ((-(/ - 1)Тр

1=11=1 к" |аег(<ъ / )|

где р(У(1)) - плотность вероятностей принимаемой реализации сигнала /-го передающего устройства; Ф/ - корреляционная матрица сигнала /-го передающего устройства; ? (1) - комплексная амплитуда принимаемой реализация сигнала /-го передающего устройства.

В общем случае совместная плотность распределения вероятностей принимаемых сигналов при централизованной обработке с учетом независимости принимаемых сигналов на каждой приемной позиции будет иметь вид [5, 6]:

. , Мгес М1г Ь 1 Г . 1

р?(0) = п п П~1-: гехр{-У/(1-(/- 1)Тр)Ф-?Я(1-(/- 1)Тр}.

к=1 /=1 /=1 к" ёй(Ф / )|

Для определения структуры устройства обработки сигналов представим совокупность принимаемых реализаций на к-й приемной позиции в виде вектора:

Ук(1) = )У&2(1 )..Умг (1)}.

Логарифм отношения правдоподобия для к-й приемной позиции может быть представлен в виде:

Т

1пЛк = Ц 2ТУк(11)Ф-1(11,-2

т

-2II 2_Т$к(11)Ф-1(11,(^М^,

. 2 . .

где Фк - корреляционная матрица шумов приемного устройства; ?к (1) = ¿к (1) + "(1) -

вектор принимаемых реализаций сигнала на к-й приемной позиции; ¿к (1) - вектор ожидаемых сигналов на к-й приемной позиции,

¿к (1) = {¿¡(г) зд )...М (1)};

"к (1) - вектор шумов приемного устройства; Т - интервал наблюдения.

Вследствие того, что шумы многоканального приемного устройства некорре-лированы, корреляционная матрица Фк может быть представлена в виде [1, 2]:

Фк (11,12) = ^0к/5(1Ь 12),

где Ыак - спектральная плотность мощности шума приемного устройства (полагаем, что шумы в каналах приемного устройства одинаковы); I - единичная диагональная матрица; 5(11,12) - дельта-функция.

С учетом этого, логарифм отношения правдоподобия обнаружителя на к-й приемной позиции может быть представлен в виде

Тс

йл-1/ ~

1п Л*.

М1гМ1г Ь

^ II

г=1 у =11 =1

1

Т

- 21 1 }&к1 (?1)Ф-1(?1, '2)% №^2 2 0

И(гИ(гЬ-1

= IIIII

г=1 у =1 I=0

1

Т

± о

2рЫ,

" 1 I ¥кг(ЬЩ('2)8(^1,■

(2)

ок 0

1

2яМ

-1 1 4 (ПК ('2)8('1,

ок 0

И(гИ(гЬ-1

= III

г =1 у=1 I=0

1

1

N

1 7кг (0% (' - — 1 % (0% (0^

N -

*ок 0 1 ок 0

Подставляя в (2) выражение для модели сигнала с бинарной фазовой модуляцией (1) получаем выражение, определяющее алгоритм обработки сигнала на к-й приемной позиции:

_ Т

с . *

- 1 7кг ('1)% (0ехр{- уфу}ехр{-у2р/о (г-Тй -

1п Л

к

И(гИ(гЬ-1

= 111

г=1 у=1 I=0

N

ок

- 1Тр)} ехр{- у2яРЬкй (г - % - 1Т„ )}Ж -

2р«кг«кфк. (г ^ (,¥,

N

ок

0

М(гЫ1гЬ-1

= III

г=1 у =1 /=0

N

ок

1 7кг ('1 (г) ехр {- уфу }ехр{-у 2/ (г - Ткг

(3)

- 1ТР )}ехр {- у 2рР0 к, (г -Тк, - 1ТР )}Ж -

2Е,

с ку

1ок

М(гМ(гЬ-1

= 111

г=1 у=1 /=0

1ок

р кц (тк, - 1Тр, РБкг )

2Е

с кгу

1ок

где рк,у (ткг, ^ок,) - корреляционный интеграл для г-го сигнала передатчика и у-го

«ожидаемого» сигнала с учетом времени запаздывания и частоты Доплера сигнала; Ескгу - энергия г-го сигнала на выходеу-го согласованного фильтра.

Выражение (3) определяет логарифм отношения правдоподобия для сигнала с полностью известными параметрами. Достаточная статистика будет состоять из суммы Мгг откликов согласованных фильтров при г = у,(г,у = 1..М1г) и Мг(Мг -1) кросскор-реляционных составляющих откликов ортогональных сигналов передающих позиций при г Ф у,(г,у = 1..МГ). Учитывая свойство ортогональности сигналов, принимаемых

от различных передающих позиций (ркгу (Тк, Р^кг) = 0 при г Ф у ), логарифм отношения правдоподобия будет иметь вид:

1п Л

к

Мг Ь-1

= I I

г=01=0

N

ок

1-Ркгу (ткг - 1Тр,Рокг)_

2 ТЕ,

с кгу

N

ок

0

Т

Т

0

Т

0

Структурная схема устройства приема и обработки ортогональных фазомоду-лированных сигналов на к-й приемной позиции М1МО системы обнаружения имеет вид, приведенный на рис. 1.

Согласованный фильтр i-ой бинарной последовательности

Накопитель пачки импульсов ¡

•¡Согласованному фильтру Mtr бинарной кодовой последовательности Накопитель пачки импульсов

Рис. 1. Структурная схема алгоритма приема и обработки ортогональных фазомодулированных сигналов на приемной позиции MIMO

системы обнаружения

Таким образом, на каждой приемной позиции осуществляется выравнивание задержек откликов с учетом времени запаздывания эхо-сигналов на трассе распространения «передающее устройство - цель - приемное устройство», многоканальная согласованная фильтрация каждого из Мг возможных сигналов передающих позиций с учетом диапазона допплеровских частот сигнала с дальнейшим когерентным накоплением пачки импульсов в каждом канале.

Учитывая тот факт, что доплеровские частоты сигналов, приходящих от разных позиций, в общем случае в каждом приемном канале будут различаться, межканальное накопление сигнала должно осуществляться некогерентно. Для пространственно-когерентных систем сигналы, принимаемые на различных приемных позициях от одного и того же передатчика в общем случае, будут коррелированы. Степень корреляции будет зависеть от различий в доплеровских частотах сигналов на различных приемных позициях. Вследствие близкого расположения приемных позиций в пространственно-когерентных системах обнаружения, различия в доплеровских частотах сигналов будут незначительными, а принимаемые сигналы - коррелированы.

Для данного случая логарифм отношения правдоподобия для варианта централизованной обработки сигналов от различных приемных позиций может быть представлен в виде:

т

2

Т ~ 2

Т

M rec Mrec

ln L = E ln L k = E И

k =1 k=l

^ Yk (ti )Ф-1 (ti, t2 )SH (t2 )dtidt2

1

- 2 и 2А ('1)ф *('1, (Ъ)^.

- 2

Учитывая полученные выше выражения для отношения правдоподобия применительно к обработке сигналов на приемных позициях, логарифм отношения правдоподобия для случая централизованной обработки в пространственно-когерентной системе будет иметь вид:

ln L к @

Mrec Mtr L-1

E E E

k=1 i=1 l=0

kkiJPiaki .

N.

Pkii (tki

ok

-lTp > FDki

2E,

cki

N

ok

С учетом этого результатом централизованной обработки сигналов с известными параметрами в пространственно-когерентной многопозиционной MIMO системе обнаружения будет сумма выходных сигналов внутрипозиционной обработки с учетом выравнивания межпозиционных задержек сигналов и их нормировки по уровню шума на различных приемных позициях.

Рис. 2. Структурная схема алгоритма централизованной обработки ортогональных с прямым расширением спектра широкополосных сигналов

Структурная схема централизованной обработки сигналов в MIMO системе обнаружения для случая пространственно-когерентной системы и использовании ортогональных сигналов с бинарной фазовой модуляцией приведена на рис. 2, а соответствующий алгоритм на рис. 3.

Рис. 3. Алгоритм обнаружения пространственнокогерентных сигналов

170

Таким образом, синтезированы варианты структурных схем, реализующих оптимальные алгоритмы обнаружения сигналов. Необходимо отметить, что MIMO РЛС, особенно обрабатывающие когерентные сигналы, значительно сложнее РЛС с ФАР. Это видно из приведенных выше структур оптимальной обработки. Поэтому техническая реализация MIMO РЛС требует применения современных средств цифровой обработки сигналов.

Полученные результаты могут быть использованы для оценки энергетических характеристик различных типов перспективных MIMO РЛС.

Список литературы

1. Иммореев И.Я. Сверхширокополосные радары: Новые возможности, необычные проблемы, системные особенности. М.: Вестник МГТУ им. Баумана. Вып. 4. 1998. 356 с.

2. Акиншин Н.С., Хомяков А.В., Румянцев В.Л. Обработка сложных сигналов в условиях мешающих отражений для повышения помехозащищенности бортовых РЛС. Тула: ТулГУ. 2011. 257 с.

3. Computer Simulation of Aerial Radar Sattering, Recognition, Detection and Tracking. Editor Y.D. Shirman. Boston, London, Artech House, 2002.

4. Skolnik M., Hinde G., Meaks K. An advanced. Wideband Air Surveillance Radar. IEEE Trans. AES-34. № 4. 2001.

5. Чапурский В.В. Избранные вопросы теории сверхширокополосных систем. М.: МГТУ им. Н.Э. Баумана. 2012. 289 с.

6. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник / Ширман Я.Д., Лосев Ю.И., Минервин Н.Н., Москвитин С.В., Горшков С.А., Леховиц-кий Д.И., Левченко Л.С. / Под ред. Я.Д. Ширмана. М.: ЗАО «МАКВИС», 1998. 828 с.

Петешов Андрей Викторович, канд. техн. наук, доцент, начальник кафедры, D-john postamail.ru, Россия, Череповец, Военный Ордена Жукова университет радиоэлектроники МО РФ,

Полубехин Александр Иванович, канд. техн. наук, преподаватель, I)-john postamail.ru, Россия, Москва, МГТУ им. Н.Э. Баумана,

Румянцев Владимир Львович, д-р техн. наук, профессор, заместитель начальника отдела, cdhaeacdhae.ru, Россия, Тула, АО ЦКБА

ALGORITHM FOR DETECTING SPATIALLY COHERENT SIGNALS IN A SPACED MIMO

RAPAR SYSTEM

A.I. Polubekhin, A. V. Peteshov, V.L. Rumyantsev

Various options for processing echo signals in a spatially coherent MIMO system are considered. A model of the Probing signal in radar systems in the form of pulses modulated by binary or multiphase code sequences is presented. Generalized block diagrams of algorithms for centralized signal processing in a multi-position spatially coherent MIMO detection system for the case of independent fluctuations of echo signals are presented. The results can be used to evaluate the energy characteristics of various types of advanced MIMO radars.

Key words: radar system, spatial coherence, likelihood ratio.

Peteshov Andrey Viktorovich, candidate of technical sciences, professor, head of the department, I)-john post a mail. ru, Russia, Cherepovets, Military Order of Zhukov University of Radio Electronics of the Ministry of Defense of the Russian Federation,

Polubahin Alexander Ivanovich, candidate of technical sciences, professor, I)-john postamail. ru, Russia, Moscow, Moscow state technical University,

Rumyantsev Vladimir Lvovich, doctor of technical sciences, professor, deputy head of department, cdbaeacdbae. ru, Russia, Tula, JSC CPBAE

УДК 621.396

ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ ПАРАМЕТРОВ КАНАЛА СВЯЗИ НА ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ ПРИЕМА СИГНАЛА

Ю.И. Мамон, С.А. Курбатский, Д.Б. Карандин, В.Л. Румянцев

Проведено описание флуктуации коэффициента передачи ионосферного канала. Определены соотношения для вероятности ошибки в системе приема фазоманипу-лированного сигнала. Для сравнительной оценки помехоустойчивости различных систем связи часто рассмотрена двухлучевая модель канала связи. Приведены зависимости вероятности ошибки приема символа от отношения сигнал/шум.

Ключевые слова: канал связи, флуктуации сигнала, вероятность ошибки символа, помехи приема.

Для любого коротковолнового канала, имеющего в своем составе ионосферную линию связи, характерно большое количество самых разнообразных возмущений. Поскольку эти возмущения непосредственно связаны с процессом прохождения сигнала, то они появляются лишь при наличии сигнала в системе связи и носят названия мультипликативных помех. Кроме мультипликативных, в канале связи всегда присутствуют аддитивные помехи, порожденные собственными шумами канала это флуктуационные шумы атмосферы, станционные помехи и пр. Параметры аддитивной помехи входят во все выражения, описывающие помехоустойчивость средств связи будь то вероятность ошибки или какой-либо другой критерий.

Описанию замираний сигнала в канале связи посвящено значительное количество работ [1-4]. Однако, при оценке реальной помехоустойчивости систем связи необходимо иметь возможно более полные сведения как о параметрах линии связи, так и технических характеристиках приёмного и передающего устройства, источника и получателя сообщений. Поэтому определенный интерес представляет оценка влияния закона флуктуаций коэффициента передачи канала, метода обработки принимаемого сигнала на помехоустойчивость различных систем связи.

Флуктуации огибающей сигнала, если не принимать специальных мер, оказывают ощутимое влияние на его помехоустойчивость. Поэтому выяснению закона, которым могло аппроксимировать плотность вероятности этих флуктуации, уделяется самое пристальное внимание. В [5] предложена аналитическая модель замираний разного типа, полученная при следующих основных предпосылках:

1. Приходящие к приемному устройству лучи отражаются (или рассеиваются) в некотором объеме ионосферы таким образом, что разность хода соизмерима с длиной волны.

2. Число приходящих элементарных лучей, образовавшихся вследствие рассеяния на неоднородностях ионосферы настолько велико, что позволяет применить центральную предельную теорему.

3. Сигналы являются относительно узкополосными, вследствие чего времена распространения (t р,) и коэффициенты передачи одинаковы для всех составляющих, то есть не зависят от номера луча [1, 2]. В результате передаваемый сигнал может быть представлен в виде: