CC BY
1896
УДК 621.396.96
ЦИФРОВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ ДЛЯ БОРТОВЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
Е.М. ДОБЫЧИНА, Р.Ю. МАЛАХОВ
Статья представлена доктором технических наук, профессором Татарским Б.Г.
Рассмотрены пути построения цифровых антенных решеток и перспективы их использования для бортовых радиолокационных систем.
Ключевые слова: цифровая антенная решетка, цифровое диаграммообразование, линия задержки.
1. Введение
Сферы применения фазированных антенных решеток (ФАР) расширяются с увеличением их рабочей полосы. Последние годы ставятся задачи о построении ФАР или активных ФАР (АФАР) для бортовых радиолокационных станций (РЛС) с перекрытием по диапазону длин волн X max / X min = 2^10 раз и более. Сверхширокополосные антенны необходимы в системах радиоэлектронной борьбы (РЭБ) и в интегрированных антенных системах летательных аппаратов (ЛА), осуществляющих негармоническую локацию (радиоразведка, РЭБ, РЛС на самолете) [1]. Известны разработки Центра вооружения авиации ВМС США совместно с фирмой Texas Instruments в рамках программы создания усовершенствованной ФАР с разделением апертуры ASAP, бортовой ФАР для истребителя-бомбардировщика [2]. Диапазон ее частот составляет 3,9^17,25 ГГц. В этой полосе совместно работают бортовой локатор, пассивные средства радиоэлектронной поддержки, постановщик активных помех и средства связи.
2. Направления создания сверхширокополосных ФАР
В настоящее время существует несколько направлений создания сверхширокополосных ФАР. Одно из них - это создание традиционной ФАР, где сканирование лучом осуществляется путем изменения относительных фаз между отдельными элементами решетки с помощью управляемых фазовращателей. Широкополосность таких ФАР определяется частотными характеристиками основных составляющих решетки: излучателей, фазовращателей и системы распределения мощности. Широкополосные излучатели на основе симметричных щелевых линий (излучатель Вивальди) уже хорошо известны, их разновидности широко представлены в [1]. В публикации о щелевой антенне Вивальди с экспоненциально расширяющейся щелью сообщается о работе в полосе 8^40 ГГц. Для системы фазирования антенной решетки необходимы легкие фазовращатели, обладающие малыми потерями и низкой стоимостью. От них требуется также хорошее согласование, управление сигналами малой мощности и быстродействие. В настоящий момент уже разработано много вариантов фазовращателей, удовлетворяющих данным требованиям - это микрофазовращатели на основе микроэлектромеханических систем (МЭМС) [3], например фазовращатель, управляемый пьезоэлектрическим преобразователем, позволяет управлять лучом в пределах сектора 400 в полосе 10^21 ГГц [1]. Современные системы распределения мощности в АФАР, использующие радиальные волноводы, коаксиальные линии с волной типа Т, обеспечивают отсутствие дисперсии, а следовательно, работу в сверхширокополос-ном диапазоне [1]. Наиболее «слабым звеном» в цепочке - излучатель, фазовращатель, система распределения, с точки зрения широкополосности, является фазовращатель. Его ограниченные возможности влияют и на широкополосность ФАР.
Другим направлением создания сверхширокополосной ФАР можно считать ФАР с частотным сканированием луча. Изменение частоты генерации (или приема) приводит к изменению электрического расстояния между излучателями и, следовательно, изменению фазового распределения в решетке, управляемые фазовращатели при этом не нужны. Для обзора пространства в достаточно большом секторе требуется генератор с электрической перестройкой частоты в широком диапазоне. Такие антенны имеют высокую надежность, минимальные габариты и стоимость. В наибольшей степени преимущества радиолокационных станций с частотным сканированием проявляются в многоканальных распределенных радиолокационных системах.
В современном мире все большее применение находят цифровые антенные решетки (ЦАР), за рубежом также именуемые БшаЛ-антеннами [4]. Эти технологии (технологии цифрового диаграммообразования (ЦДО) или цифрового формирования диаграммы направленности (ДН) антенны) в современных системах получают все большее развитие. Они используются в мобильной связи последних поколений, ими занимаются многие технически развитые страны [5].
Благодаря ЦДО так же, как и в ФАР, происходит увеличение динамического диапазона приемных антенн [6]. При синфазном сложении сигналов в каждом из каналов антенной решетки в процессе ЦДО дисперсия (средняя мощность) шума растет пропорционально числу каналов антенной решетки Ы, а мощность сигнала (пропорциональная квадрату амплитуды) - пропорционально №. Следовательно, отношение сигнал/шум после ЦДО возрастет в N раз, что повышает чувствительность системы, а значит, и динамический диапазон (отношение амплитуды максимального сигнала к минимальному). В результате "нули" ДН в направлениях источников помех формируются без "заплываний" провалов, обычных при недостаточном динамическом диапазоне приемного модуля.
В ФАР качество подавления помех ограничено из-за неидентичности фазовращателей и малой разрядности их схем управления (обычно 5-7 разрядов), в то время как в ЦАР уже используются 14-разрядные АЦП. Были проведены эксперименты, которые подтверждают возможность подавления активной шумовой помехи в 8-элементной ЦАР более чем на 30 дБ не только по боковым лепесткам, но и в главном луче ДН, при среднеквадратическом отклонении коэффициентов усиления аналоговых приемных каналов 0,5 дБ и величине фазовых ошибок не более 3° [7].
Технология ЦДО существенно повышает помехозащищенность системы при интенсивном радиопротиводействии. Это происходит благодаря тому, что характеристики цифровых фильтров в антенных каналах практически идентичны. Разброс же характеристик фильтров приводит к тому, что при возникновении случайной помехи в каждом из каналов появляется мультипликативный помеховый сигнал, пропорциональный произведению амплитуды помехи на отклонение характеристик входного фильтра от номинального значения. Мультипликативные помехи, проявляющиеся как замирания сигнала, гораздо неприятнее аддитивных. Однако благодаря ЦДО мультипликативные помехи удается минимизировать [7].
3. Вопросы ЦДО
При построении сверхширокополосной антенной решетки можно реализовать принцип ЦДО. Все элементы приемной решетки должны стать СШП. В качестве излучателя можем использовать элемент на основе симметричной щелевой линии (СЩЛ) - антенна Вивальди. Расчет показал возможность перекрытия частотного диапазона в соотношении 3:1, при коэффициенте стоячей волны по напряжению (КСВн) не более 2 (рис. 1).
Частота, ГГ ц
Рис. 1. График зависимости КСВн излучателя Вивальди от частоты
При переходе к широкополосной системе проблемы реализации приемника с ЦДО значительно возрастают. Существенно ужесточаются требования к динамическому диапазону и частоте дискретизации АЦП. Затруднена или даже невозможна предварительная фильтрация радиосигналов, поскольку фильтр должен быть настроен на все представляющие интерес диапазоны частот. Применение набора переключаемых фильтров приводит к чрезмерному увеличению массогабаритных показателей. В этом случае на вход малошумящего усилителя (МШУ) попадают абсолютно все сигналы из антенного элемента. Следовательно, МШУ должен иметь очень высокий линейный динамический диапазон, чтобы избежать перегрузки приемного тракта и искажений полезных сигналов помехами.
Определение характеристик антенных систем и сигналов традиционными методами, применяемыми в узкополосных системах, становятся невозможными [8]. Параметры широкополосного сигнала и антенны становятся взаимозависимыми. ДН для широкополосного сигнала меняется во времени - становится динамической. Для ФАР, работающей в режиме приема, этот процесс вызывает изменение частотно-временной структуры и формы сигнала, приходящего на вход оптимального фильтра, а следовательно, нарушение условий оптимального приема.
Таким образом, в широкополосных ФАР пространственный прием и временную обработку сигнала необходимо рассматривать как единый процесс, а приемную и антенную систему как единое целое. Это окажет влияние на расчет характеристик антенной системы и отношение сигнал-шум на выходе приемника, что повлияет на точность определения дальности действия системы, ее разрешающую способность и точность определения координат цели.
Рассмотрим эквидистантную антенную решетку, состоящую из N изотропных элементов, с плоским фронтом волны, падающей под углом в (рис. 2). Антенные элементы расположены на расстоянии С друг от друга. Из-за того что волновой фронт достигает некоторые элементы раньше, чем остальные, результирующая межэлементная временная задержка составляет Аt = А//с, где А/ = С 8Ш 0 — разность хода волн между соседними излучателями; с — скорость света в свободном пространстве. Временная задержка соответствует фазовому сдвигу волн в соседних излучателях на А ^ = кС 8т0 , где к — фазовая постоянная.
/
N-1
п
к
А
2
1
О
Рис. 2. Эквидистантная линейная антенная решетка
Для формирования ДН необходимо скомпенсировать временную задержку колебаний, принятых разными излучателями решетки. Это можно сделать двумя способами: компенсировать задержку между первым (с номером 0) и другими излучателями или, пользуясь периодичностью колебания компенсировать эквивалентную задержкам разность фаз между любыми соседними излучателями, обычно не более 2п. Второй случай эквивалентен использованию коммутационных дискретных фазовращателей (со сбросом фазы). Оба способа фазирования равноценны для формирования ДН решетки при монохроматическом сигнале, но показывают разные результаты при широкополосном или многочастотном сигнале.
В первом способе разница в пути из-за разности хода волн между первым излучателем (с номером 0) и n-м компенсируется в линиях задержки со временем задержки Dt = nd sin 6¡c . Когда фазовая постоянная линии передачи кл равна фазовой постоянной пространства кп, общая разность фаз не зависит от длины волны, как показано в [8], что обеспечивает постоянное положение луча в пространстве при ее изменении. Если же кп ф кл, то полной компенсации не будет и возникнет нарастающий или убывающий набег фазы вдоль раскрыва, который приведет к отклонению луча от первоначального направления.
Во втором способе линии задержки компенсируют только ту часть набега фазы в пространстве, которая отличается от целого числа периодов колебания. Тогда суммарная разность фаз между каналами антенны не зависит от длины волны только на участке решетки до первого сброса фазы. На остальных участках линии задержки не полностью скомпенсируют фазовые набеги в пространстве при изменении длины волны. В результате луч отклонится от заданного направления. Ступенчатость фазового фронта, имеющая место во втором случае, меняется при изменении угла 0, что приводит к снижению коэффициента усиления антенны и изменению количества и уровня боковых лепестков. Таким образом, при работе ФАР с СШП сигналом меняется направление максимума диаграммы и ее форма, что необходимо учитывать.
Принятый антенной широкополосный сигнал усиливается в линейном тракте и обрабатывается в согласованном оптимальном фильтре. Измерить ДН решетки - значит снять зависимость амплитуды сигнала на выходе этого фильтра от угловых координат источника сигнала. Поскольку форма такой ДН изменяется во времени, то необходимо знать эту форму в тот момент, когда на выходе оптимального фильтра появится максимум принимаемого сигнала. Эта диаграмма определит возможность широкополосной системы по пространственной селекции целей.
Для исследования характеристик широкополосной ФАР используют многомерную корреляционную функцию сигнала (МКФ), которая является обобщением трехмерной функции неопределенности. В отличие от классической функции неопределенности МКФ сложно представить наглядно в связи с ее многомерностью. Однако для проведения анализа системы могут быть использованы ее двумерные и одномерные сечения. Метод исследования этих сечений основан на преобразовании Фурье-свертки спектра сигнала с частотными характеристиками
эквивалентного фильтра и фильтра обработки. Непосредственное использование этого метода приводит к большому объему вычислений, поскольку для каждого угла сканирования необходимо определять частотную характеристику ФАР, как эквивалентного фильтра для всех возможных направлений прихода сигнала.
Более наглядным и требующим меньше вычислительных затрат методом является использование принципа пространственно-частотной эквивалентности (ПЧЭ), который позволяет перенести рассмотрение характеристик из частотной области в пространственную и применить методы анализа и синтеза антенны с монохроматическим возбуждением к антеннам с широкополосным возбуждением. Использование этого метода позволяет перейти от широкополосной системы с изотропными излучателями к решетке с монохроматическим возбуждением, состоящей из линейных направленных антенн. Статическая ДН этой эквивалентной ФАР, снятая на выходе узкополосного фильтра, настроенного на фиксированную частоту, идентична ДН, снятой на выходе оптимального фильтра широкополосной системы в момент, когда время запаздывания сигнала равно нулю.
Показано [8], что направленность парциальных диаграмм линейных антенн зависит от формы и ширины спектра сигнала и связывает параметры сигнала и решетки. Это позволило выявить отличия ДН ФАР при работе с широкополосным сигналом от ДН при монохроматическом режиме. При широкополосном возбуждении в решетке с линиями задержки произойдет сужение главного лепестка ДН и снизится максимальный уровень боковых лепестков. ДН останется симметричной относительно угла фазирования, однако произойдет «заплывание» её нулей. В решетке со вторым способом компенсации фазового набега (эквивалентным использованию коммутационных фазовращателей), при всех углах в Ф 0 симметрия ДН нарушится, главный лепесток расширится, уровень боковых лепестков также снизится, при этом нули опять «заплывут». Для этого способа компенсации существует ограничение на ширину полосы сигнала: А^ < 4в0 ^вГЛ , где Д^- относительная полоса сигнала, %, в0,5 - текущее значение ширины
ДН по уровню 0,5, град, вГЛ - направление главного максимума ДН.
При прохождении широкополосного сигнала через ФАР меняется не только её ДН, но и частотно-временная структура сигнала, приходящего на вход оптимального фильтра. Нарушается согласование сигнала с фильтром, происходит дополнительная потеря энергии сигнала и снижается отношение сигнал-шум на выходе приемника. Используя принцип ПЧЭ, сравним ухудшение отношения сигнал-шум в широкополосной ФАР, использующей второй способ компенсации (с дискретными фазовращателями), сравнивая её КНД в направлении фазирования с КНД ФАР с линиями задержки [9]. Поскольку парциальные диаграммы антенн-излучателей эквивалентной решетки для ФАР с фазовращателями всегда ориентированы по нормали к антенне, а для ФАР с линиями задержки - в направлении фазирования решетки, то в первом случае сигналы, приходящие с любого направления, отличного от нормали, ослаблены парциальными диаграммами в этом направлении, а во втором случае этого ослабления нет. Следовательно, ФАР с использованием линий задержки имеют преимущества как по сохранению формы ДН в полосе, так и по отношению сигнал-шум в приемнике.
В настоящее время используется широкополосная ЦАР (рис. 3) [4]. Основное ее отличие от узкополосных схем - отсутствие преселекторного фильтра, вместо него помехи должны подавлять смесители антенной решетки. Поступающие из широкополосных излучателей сигналы усиливаются в МШУ и далее подаются на смесители, куда одновременно поступают сигналы с широкополосных синтезаторов сетки частот (ССЧ). Эти ССЧ выполнены по схеме с цифровым кольцом ФАПЧ с общим опорным кварцевым генератором (ОКГ), что позволяет сфазировать все выходные сигналы ССЧ. В настоящее время есть возможность создания широкополосных ССЧ, составляя их из микросхем, таким образом, можно построить систему так, чтобы на выходе смесителя была или одна промежуточная частота, или сигнал с достаточно узким диапазоном. После этого выполняется традиционная обработка, как в узкополосной системе, введением
в числовые последовательности излучателей фазовых сдвигов с последующим сложением получаемых значений, соответствующих одним и тем же моментам квантования - дискретное или быстрое преобразование Фурье (ДПФ, БПФ). Вычисление адаптивных коэффициентов и формирование ДН в реальном масштабе времени должны обеспечить цифровые сигнальные процессоры (ЦСП). При получении квадратурных составляющих используется общий опорный генератор.
Перестраиваемый фильтр помех
1/0
Рис. 3. Широкополосная ЦАР
Точность определения частоты приходящего сигнала ЛЩт\п связана с шагом сетки частот синтезатора, как показано в табл. 1. Однако при уменьшении шага увеличивается время синтеза всех частот и, следовательно, время анализа всего частотного диапазона. Кроме шага сетки частот важным параметром является также быстродействие ССЧ.
Таблица 1
Шаг сетки частот, кГ ц 2 20 100 1000
Число синтезируемых частот 106 105 2-104 2-103
Время синтеза всех частот, с 10 1 2-10-1 2 • 10-2
Время анализа, с 120 12 2,4 0,24
240-6 2-10-3 10-4 10-3
БПФ представляет собой ДПФ с уменьшенным количеством арифметических операций. Не так давно большая часть времени при аппаратурной реализации БПФ тратилась на выполнение умножений. Теперь, когда аппаратурные умножители-аккумуляторы в интегральном исполнении могут умножать два числа за один такт синхросигнала, мультиплексирование и адресация данных БПФ приобретают большое значение [10]. Недостатком применения быстрого преобра-
зования Фурье в ЦАР является его узкополосность. Каждый фазовый сдвиг в степени экспоненты связан с частотой входного сигнала, поэтому проектирование широкополосных систем, использующих БПФ, связано с большой сложностью и вычислительными затратами.
Наиболее очевидным способом широкополосной обработки приходящих сигналов является использование цифровых программируемых линий задержки (ПЛЗ) для формирования ДН (рис. 4) [10].
Рис. 4. Широкополосная ЦАР с ПЛЗ
Сигнал с выхода каждого излучателя усиливается, преобразуется в цифровую форму и, проходя через ПЛЗ, с программируемым временем задержки т, обрабатывается в цифровом сигнальном процессоре. Меняя времена задержки в каналах, можно осуществлять сканирование луча в широком секторе. В настоящее время выпускаются ПЛЗ с параметрами, представленными в табл. 2.
Таблица 2
Наименование Шаг, нс Максимальная задержка, нс Цена, руб.
AD9501JP 2,5 10000
DS1020-100 1 265 1079
DS1020-15 0,15 48 1072
DS1021-25 0,25 137,5 456,39
DS1023S-50 0,5 127,5 441,55
DS1110E-200 5 500 26,75
С помощью ПЛЗ можно реализовывать фазовые набеги Ау = 450, 22,50 и 11,250 в диапазоне длин волн Amin с перекрытием ~1700 раз.
4. Заключение
Новые возможности, которые открывают СШП ЦАР для повышения качества радиолокационного наблюдения, привлекают к их разработке все больше внимания, независимо от состояния теории. Результаты проведенных исследований, а также наличие ряда важных компонентов и вычислительных средств позволяют определить тип СШП радара, который может быть спроектирован уже в ближайшее время.
В качестве передающего устройства может быть использована активная антенная решетка на основе полупроводниковых генераторов, объединенных с излучателями в единую конструкцию. Возбудитель в таком передатчике отсутствует, его роль играет устройство синхронного запуска генераторов с элементами задержки для изменения положения луча в пространстве.
На прием используется также активная антенная решетка с малошумящими усилителями на входе. После усиления сигнал оцифровывается и вся его дальнейшая обработка, начиная с согласованной фильтрации, производится процессором.
В отличие от относительно простой радиотехнической части радара, его вычислительная часть как аппаратная, так и программная, является достаточно сложной в первую очередь из-за высокой информативности принимаемого сигнала. Однако современные высокопроизводительные ЦСП, которые могут быть использованы, вполне удовлетворяют требованиям СШП локации. Такой радар может быть применен на борту ЛА, где предъявляются высокие требования по разрешению целей и по защищенности от всех видов помех.
ЛИТЕРАТУРА
1. Воскресенский Д.И., Котов Ю.В., Овчинникова Е.В. Тенденции развития широкополосных фазированных антенных решеток (обзор работ) // Антенны, 2005. - № 11(102). - С. 7-21.
2. Корнеева Т.Н. Фазированные антенные решетки // Электроника: НТБ, 1998. - № 5, 6. - С. 37-40.
3. Варадан В., Виной К., Джозе К. ВЧ МЭМС и их применение. - М.: Техносфера, 2004.
4. Слюсар В.И. Цифровое формирование луча в системах связи: будущее рождается сегодня // Электроника: НТБ, 2001. - № 1. - С. 6-12.
5. Активные фазированные антенные решетки / под ред. Д.И. Воскресенского, А.И. Канащенкова. - М.: Радиотехника, 2004.
6. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток: учеб. пособие для вузов / под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1994.
7. Слюсар В.И. Smart-антенны пошли в серию // Электроника: НТБ, 2004. - № 2. - С. 62-65.
8. Проблемы антенной техники / под ред. Л. Д.Бахраха, Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1989.
9. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Влияние дисперсионных свойств ФАР на отношение сигнал-шум в РЛС с широкополосным сигналом // Радиотехника, 1985. - № 7. - С. 28-32.
10. Лайонс Р. Цифровая обработка сигналов / пер. с англ. / под ред. А. А. Бритова. - М.: Бином, 2006.
DIGITAL ANTENNA ARRAYS FOR ON-BOARD RADARS
Dobychina E.M., Malachov R.U.
The ways to construct the antenna arrays on the basis of the digital beamforming (DBF) technology and prospects their application for on-board radars have been considered.
Key words: digital antenna array, digital beamforming, delay line.
Сведения об авторах
Добычина Елена Михайловна, окончила МАИ (1983), доцент кафедры радиофизики, антенн и микроволновой техники МАИ, кандидат технических наук, автор более 20 научных работ, область научных интересов - радиофизика.
Малахов Роман Юрьевич, 1989 г.р., окончил МАИ (2011), аспирант кафедры радиофизики, антенн и микроволновой техники МАИ, область научных интересов - приемопередающие модули ЦАР, математическое моделирование СВЧ устройств.
