CC BY
57
14 декабря 2011 r. 11:21
ТЕХНОЛОГИИ
Статистический синтез и устойчивый к эффекту Доплера прием стохастических М-ичных ортогональных параллельно-последовательных широкополосных сигналов для мобильных мультимедийных систем передачи информации
Ключевые слова М-ичные стохастические ортогональные параллельно-последовательные широкополосные сигналы, эффект Доплера, мультимедийная система передачи информации квадратурные составляющие, канал с постоянными параметрами, канал с независимыми Релеевсхими замираниями
Салтыков А.Р.,
Аспирант СП6ГУГ
им. проф. М А Бонч-Бруевича.
kenigas@mail.ru
Рассматривается и анализируется применение новых М-ичных стохастических ортогональных параллельно-последовательных широкополосных сигналов (МБО-РЭ-вБЗ) для борьбы с допле-ровским расширением спектра сигнала в условиях дискретной многолучевости. В результате компьютерного моделирования исследованы характеристики новых сигналов, показаны их преимущества по сравнению с сигналами, используемыми в современных мобильных мультимедийных системах передачи информации. На основе методов оптимальной нелинейной фильтрации смешанных дискретно-непрерывных Марковских процессов мы предлагаем структуру приемника таких сигналов. В заключительной части производятся аналитические оценки помехоустойчивости приема для постоянного канала и для канала с независимыми Релеевсхими замираниями на поднесущих. Моделирование на ПК предложенного приемника показало его работоспособность. Аналитическая оценка помехоустойчивости свидетельствует о хороших потенциальных возможностях как МЮ-РЭ-БЭБ, так и алгоритма их приема. Результаты исследования могут быть применены в системах авиационного мониторинга, предназначенных для наблюдения за обстановкой на борту авиасудов с целью обеспечения безопасности пассажиров. Потенциальными потребителями созданной на базе полученных результатов научно-технической продукции могут выступать различные организации, которым требуется помехоустойчивая и разведзащищенная связь; вооруженные силы, службы МВД ФСБ, ВМФ и другие организации, которым требуется сбор и передача данных (телеметрия, позиционирование, дистанционное управление и тд.).
Введение
Системы передачи информации с использованием ортогонального частотного уплотнения (Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM) в силу удобства реализации процедур модуляции и демодуляции но основе быстрого преобразования Фурье (БПФ) и его инверсии ношли широкое применение в ряде стандартов: Цифровое радиовещание (Digital Audio Broadcasting - DAB), наземное цифровое видеовещание (Digital Video Broadcasting - Terrestrial - DVB-T) и другие [1], [2].
Однако применение систем, построенных на основе этих стандартов для подвижных систем связи, оказывается неэффективным из-за появления межканальных и межсимволь-ных искожений, возникающих в результате доплеровского расширения спектра сигнала [3].
Для борьбы с этим явлением можно использовать М-ичные стохастические ортогональные параллельно-последовательные широкополосные сигналы (MSO-PS-SSS), методы формирования и приема которых, а также их свойства рассматриваются в этой статье.
Ключевым моментом при приеме таких сигналов является обеспечение оценивания параметров канала и квазикоге-рентное сложение составляющих сложного сигнала. Для этой цели целесообразно использовать аппарат оптимальной фильтрации дискретно-непрерывных Марковских процессов [6], [8]. Он позволяет определить структуру приемника с оцениванием параметров, близкую к оптималь-ной без наличия стандартного N-точечного БПФ на приемной стороне.
Структура МБО-РБ-ББЗ и модель сигнала на выходе канала связи
Канал связи с воздушным судном имеет свою специфику, определяющуюся в первую очередь высокой скоростью движения воздушного судна, которая может достигать 1000 км/ч и более и возникающего при этом эффекта Доплера. Он приводит к двум явлениям: доплеровскому сдвигу спектра сигнала и к доплеровскому расширению спектра сигнала (4).
Многолучевость в совокупности с эффектом Доплера приводит к селективным по времени и по частоте замираниям. Скорость изменения огибающей и мгновенной частоты зависит от скорости движения воздушного судна, а также количества и расположения отражателей. В интересующем нас диапазоне скоростей передачи информации параметры сигнала могут изменяться но протяжении длительности информационных посылок. На разных частотах спектра сигнала значения огибающей и фазы различны. Указанные явления вызваны интерференцией лучей с различными изменяющимися во времени задержками распространения [4], (51.
Аналитическое вырожение для варионта сигнала с номером /* ансамбля МБО-РЭБЭЗ имеет следующий вид:
S,(f) = S(/.0'(v))= Rcj ££га-ф-(с-1)/„]0, (<7)е
(1)
48
Т-Comm #4-2011
ТЕХНОЛОГИИ
Где (<у - I )Т <,! <1 цТ - номер тактового интервала (ТИ) длительностью Г; г = 1. М - номер сигнала в ансамбле. I* - номер частотной составляющей в сигнале, т - их количество, с = I,/- номер временного субэлемента сигнала (I - их количество на длиТ
тельности Л. / = — - длительность субэлемента сигнала;
‘ /
. . (I. (с-IV. йКс/ - стробирующая функция;
1 1 [О. при О/п'.'их /
= “ комплексные информационные
параметры сигнала; “ матрицы аналоговых
величин, определяющих Г -й сигнал на </ -м тактовом интервале из ансамбля. Эти матрицы вычисляются из условия ортогональности сигналов в ансамбле. Как следует из анализа (6], корреляционные свойство МБО-РЭ-БЭБ близки к свойствам шума. Это позволяет выделить отдельные лучи, обработать их, когерентно сложить и осуществить демодуляцию сигнала.
В дальнейшем ограничимся случаем параллельных широкополосных сигналов, т.е. будем полагать в (1) I * 1. С учетом дискретизации в моменты времени /д принимаемую смесь можно записать в виде выражений;
.И/, )+»(/,) (2)
5"'('.>=2>< X • ‘/г /.</>]£/<',
•I
(3)
Где; 5,г,(/в) - Г-й вариант сигнала на выходе многолучевого конало, причем в (3) / - номер луча, I - количество лучей,
- индикаторная переменная, принимающая значения 1 или О в зависимости от того, присутствует или отсутствует 1-й луч;
[/, - 11Т “/*(/)]- стробирующая функция, /*(/)- задержка 1-того луча, <1(1), с!(В) - задают начало и окончание обработки сигнала.
В выражении (3) составляющие сигнала в / -м луче но / -й поднесущей с учетом различных коэффициентов передачи канала но поднесущих описываются как:
$'>(/) = (/)5ц’(/)
где: 5*'(/) и §%*(1) - сопряженные по Гильберту составляющие сигнала в 1-м луче на / -й поднесущей с учетом эффекта Доплера Так, имеет вид:
$,'*(/) - /С<Осо*[(в». + )/, + ф„ + <р,„ ] + (5)
+//,'’</)чт[(<ы *ф:, +9я]
Квадратурные составляющие КС коэффициента передачи в /-м луче будем описывать следующими рекуррентными уравнениями:
= (6>
5 + (7)
Где: 1 (/) и Я,,0(/) “ постоянные, известные значения квадратурных составляющих коэффициента передачи канала в 1-м луче на / -й поднесущей. Переменные составляющие КС в /-м луче на I -й поднесущей будем описывать следующими рекуррентными стохастическими уравнениями (РСУ):
4,»..)(/) = аЛи(/) + о-пш(/) <8>
= °^1Л О)+ апгл О)
Где: »,,(/), взаимно независимые для различных
для различных I. к, I случайные величины (СВ) с нулевыми математическими ожиданиями и единичными дисперсиями. Из-
менение фаз в 1-м луче в результате эффекта Доплера будем моделировать следующей системой РСУ:
Л., (/) = («',.,(/) +<Ю) V,.,(/) = Ч/Л» + /*»„„ + <Т;Л„ (/) + (/) (II)
= + <|2)
Ай»,.,(/) = Ав>,(/) (13)
(14|
Здесь ^,,,(/) - общая фоэо в 1-м луче; Дл*,.,(/) — постоянный частотный сдвиг в 1~м луче; ,,(/) - фазовый сдвиг в / м
луче обусловленный флуктуациями частоты;
- коэффициенты, определяющие мощность и ширину спектра блуктуации соответствующих параметров; яи(/), я«4(/)# ^(0 - взаимно независимые для различных /, А'. I СВ с нулевыми математическими ожиданиями и единичными дисперсиями.
Приемник с оцениванием нарамегров канала
При построении приемника был использован аппарот оптимальной нелинейной фильтрации дискретнонепрерывных Марковских процессов в дискретном времени и последующий переход к упрощенному алгоритму приема с обратной связью по решению. Фильтрации подлежит вектор непрерывных параметров в 1-м луче:
,(/)./(/). г,.,(/)}.
_ (15)
причем / = |,Л и векторный информационный параметр
д'(я)
В результате, для сформулированной выше задачи был получен алгоритм приема, приведенный лишь частично. Так, соотношения, для фильтрации КС имеют вид:
не»
-у-»/--*/)]»
-(<'- 1>Г-г.</>)-[£Г/"(/..Ж'V)-К'"".., 1Й’(/)]--£г х г,*;',,[»1.1-м-|>7--/(/)] /(/,.,-(</-1)г-г,(/))х .................«к]
Где:
^ = а5[еЦСм,-«1.^/:''СсЛ-яп(С,,.,,-Л,.п)Л,',(сЛ]
(18)
о„ =а5[ак(С,.„-Л,.,.)Л"(с./)-яп(й„.„-й;,.„)/:'’(<•./)]
(19)
Л;\с.п=а;'(с)м\:\п+//;;’<с)//;;'(/) <20
/i:\cj)=к’(сЖ’(о - <2 > >
Здесь значками "о" обозначены предварительные оценки параметров для моментов времени / вычисленные с использованием априорных уравнений параметров (13)-{ 15) известным образом [8].
Уравнения фильтрации Доплеронских параметров имеют
,ИД ... (9)
/хок(/)+(к„ + /ил>*;
«.‘„(О=/,<ч (0+)/\.
(22)
(23)
Т-Сотт #4-2011
49
ТЕХНОЛОГИИ
Д= Аа>;и) + (К^Г + К^„1, )Р„ (24)
Выражение для функции и здесь не приводятся.
Правила принятия решения о приеме г-го варианта сигнала на интервале обработки с номером имеет вид:
У<*> > ,25)
т.е. принимается решение в пользу сигнала, для которого г наибольшее.
В (25) величины вычисляются следующим образом:
X Х-С"»)
-СЧО- "[>С11и„Л1) + М?:0и„.0)]-Л?/ ‘'* (27)
*[м'.”(/м,!,(/)-м;,(/м„,(/)]
■/,„(/> = - <!Т - '</>)/('.., -<1Г- г, (/ИУЛ'м)
(28)
./,..,(/>» -</г-- «Я- - Г.ФЖ/О,.,) <29>
Г$ч») Г^П I
БПР _______
Рис. 1. Упрощенная блок-схема приемника
Структура приемника, реализующая указанные уравнения, приведена на рис. ). На входе блока квадратурных расщепителей (БКР) производится вычисление отсчетов квадратурных составляющих (КС) принимаемой смеси у{1), при этом используются оценки параметров сигнала. В блоке принятия решения (БПР), работающим согласно (25), на </ -м ТИ с использованием оценок но предыдущем ТИ принимается решение о номере г принятого сигнала л(/). Оценка непрерывных параметров производится в блоке оценки параметров (БОП) согласно (16)-(24), как результат обработки КС, задержанных в блоке линий задержки (БЯЗ) но время Т, с использованием принятого решения о дискретном информационном параметре 0'(<у). Как следует из вышеизложенного, при построении приемника не постулируется наличие на приемной стороне БПФ. Требуемые для работы приемника отсчеты КС могут быть вычислены с использованием известных рекуррентных БПФ. Работоспособность приемника была проверена путем моделирования на персональном компьютере (ПК).
Оценка помехоустойчивости приема
Оценка помехоустойчивости приема производилась аналитическим методом при следующих упрощающих предположениях: при идеальной точности оценивания доплеровских параметров и КС коэффициента передачи, а также для однолучевой модели. Рассмотрены модели канала: канал с постоянными параметрами и канал с некоррелированными замираниями на поднесущих по законам Релея.
Для случая постоянного канала, воспользовавшись верхней границей для случая М-ичных сигналов (9], можно показать, что вероятность ошибки на один бит удовлетворяет неравенству:
/•5^[|-#(>/^7м)] (30)
(3,)
*х)шё} 50
где - суммарное отношение сигнал/шум на входе приемника, приходящееся на один бит информации.
Но рис. 2 приведены графики зависимостей для различных А/ = 2-64, которые свидетельствуют о наличии энергетического выигрыша при переходе к М-ичным сигналом при сохранении Для постоянного канала существует зависимость от А1 безотносительно т.
Рис. 2. Зависимости — у*(/г*) для постоянного канала при различном число сигналов в онсомбле
Для канала с независимыми замираниями на поднесущих по закону Релея воспользуемся верхней границей для приема М-ичных сигналов (9] и соотношениями для вероятности ошибки для ортогональных сигналов [7]. В результате получим верхнюю границу вероятности ошибки но один бит.
і
2-' /і,* + 2 1<^. А/
1 + уіЛ('" + УК0.5 + У)Г _?_]
7Г,-Г /!(т+1+У)
(32)
(33)
Где: /|д: - по аналогии с (26), к- коэффициент, учитывающий уменьшение средней мощности передатчика, приходящейся на одну поднесущую, с ростом т; N выбирается в зависимости от требуемой точности отсчетов.
НЖ.І.Л
мил
в»,
ІЛМ.Й •«.*.« .. ~ 1 10 *
*£*••• і „■*
Ю.МІІ
®Л « пг 1
о) 6)
Рис. 3. Зависимости /> для канала с независимыми
релеевскими замираниями: а) при различном числе поднесущих, б) при различном числе сигналов в ансамбле для т * 64.
Но рис. 3 о) приведены зависимости /> = /(Л‘) для различного числа поднесущих т * 1-64 для двоичных сигналов. Кок видно из сравнения графиков на рис.З о) и на рис.2, с увеличением т канал с переменными параметрами по помехоустойчивости приближается к каналу с постоянными параметрами.
На рис. 3 б) приведены зависимости /> = /"(Л*) Д™ различных Л/ =2-128 при т в 64, Отсюда видно, что вероятность ошибки уменьшается с ростом М и для канала с замираниями. Но рис. 4 показаны зависимости
для различных значений для двоичных сигналов. Отсюда видно, что в зависимости от значения /(• целесообразно выбирать количество поднесущих, не превышающее определенной величины, выше которой помехоустойчивость растет незначительно.
Т-Сотт #4-2011
ТЕХНОЛОГИИ
Рис.4. Зависимости /> - f(n^) Д0* роаличных "8, 10, 12. 15, 17 при М * 2 для канала с независимыми релеевскими замираниями на поднес ущих
Заключение
Таким образом, рассмотрен один из возможных вариантов обеспечения устойчивого к эффекту Доплера приема для мультимедийных систем передачи информации. Использование МБО-РЭ-БЭБ и приемника, обеспечивающего оценивание параметров сигнала но поднесущих, разделение лучей многолучевого сигнала, их обработку с последующим сложением энергии лучей может обеспечить устойчивый к эффекту Доплера прием.
Моделирование на ПК предложенного приемника показало его работоспособность. Аналитическая оценка помехоустойчивости свидетельствует о хороших потенциальных возможностях как MSO-PS-SSS, так и алгоритма их приема.
Литература
1. В. le. Floch, R. Holbert-lassolle and D. Costeloin.
’Digital Sound Broodcosting to Mobile Receivers”, IEEE Trans. Consumer Electronics., Vol. 73, №4, pp. 30-34, AUG. 1989.
2. M. Russel and G. Stuber. Terrestrial digital video broodcosting for mobile reception using OFDM", Special Issue on MCC, Wireless Personal Communication, Vol. 2, №1 &2, 1995, pp. 45-46.
3. P. Robertson, S. Koiser. 'Effects of Doppler Spreads in OFDM (A) Mobile Radio Systems", VTC Fall'99, Amsterdam.
4. S. Tomasin et all. 'Intercarrier interference cancellation channel estimation for mobile OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. 4, №1, January 2005.
5. Y. Zhao, S.-G. Hoggmon “Intercorrier interference selfcancellation scheme for OFDM mobile communication systems", IEEE Trons. Commun.. vol. 49, № 7, pp. 1185-1191, Jul. 2001.
6. М.Б. Орлов, М. H. Чесноков, M.H. Шипилов, А. И. Щербаков. 'Синтез многочостотных многопоэиционных ортогональных хаотических сигналов". Радиотехника, №5, 2001.
7. И.С. Андронов, Л.М. Финкю "Передача дискретных сообщений по параллельным каналам", М.. «Сов. Радио*, 1971.
8. В.И. Тихонов, В. Н. Харисовю "Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем", М.: Радио и связь. 1991.
9. Дж. Прокис. "Цифровая связь", М. Радио и связь, 2000.
Statistical analysis and Doppler-resistant reception of M-ary Stochastic Orthogonal Parallel-Serial Spread Spectrum Signals for mobile multimedia communications
Saltykov Anton Radievich
Abstract
In this paper the application of novel M-ary Stochastic Orthogonal Parallel-Serial Spreod Spectrum Signals (MSO-PS-SSS) for Doppler Spread Spectrum resistant in the concfctions of a discrete multi beam signal is considered and analyzed. Characteristics of MSO-PS-SSS with their benefits for modem mobile multimedia communications have been investigated and shown by means of computer simulations. We propose a reception of MSO-PS-SSS with evaluation of channel parameters based on the optimum nonbnear filtering theory methods wit) discrete-continuous Markov processes. Rnaly, the analytical estimations of the reception noise immunity for both constant channel and channel with uncorrelated Rayleigh fading on subcarriers ore carried out. Computer simulations have shown working efficiency of the supposed receiver. The analytical estimation of noise immunfy testifies to good potential both MSO-PS-SSS and their reception algorithm. Resets of research can be applied in the aviation monitoring systems intended for observation over onboard conditions for the purpose of passenger’s safety The various organizations requiring in noise immunity and reconnaissance protected communication can act as potenSal consumers of scientific-technical production created on the basis of receiving results. It can be armed forces, services of the Ministry of Intemol Affairs, federal security services, Navy and other organizations requiring in data acquisition and transmission (telemetry, positioning, remote control etc.).
Key wortk M-ary Stochastic Orfogonal ParaleJ-Seriol Spread Spectrum Sicpak, Doppler effect, multimedia communication, quadrature components, channel wih constant parameters, channel with uncorrdated Rayleigh fadind.
References
1 B. Le Floch, R Hdbert-Lassdte and D. Casielain, “Digtal Sound BroodccsJing to Mobile Re-cavers", IEEE Trans. Consumer Bedronics., Vol. 73, No- 4, pp. 30-34, AUG. 1989.
2. M. Russel and G Staber, Terresfnal digital vtdeo broodcosfcng for mcbJe recep*or using Of DM", Speoal Issue on MCC, Wreiess Personal ComrTHjniccfon, Vol 2. No 1 &2, 1995, pp. 45-46.
3. P Robertson S. Kaiser. "Sects of Doppler Spreads in OFDM (A) Mobile Rodb Systems", VTC FalT99. AmSerdam.
4. S. lomasin et al. Intercorrier interference cancellation channel e^moton for mobie OFDM". IEEE Trans Commun, vol. 4. Nol. January 2005.
5. Y Zhao, S.-G. Haggman. "Intercomer inierference sell-canceBaiion scheme foe OFDM moWe communication systems'1, IKE Irons Commun.. vol. 49, no. 7. pp 1185-1191, JuL 2001.
6. M B. Oriov, M. N. Chwnolcov. MN. SKplov. A I. Scherbdcov, "Syrthesis of mul frequency mutoem orthogonal chooiic *gnds“ Rado engineering, N9 5. 2001.
7.1.SAndonov, LMJrk. 'Transfer of tfscrefe messages on per die! Icaro-Bamas", M, "Owls. Rodto", 1971.
8. VI.Tkhonov, VN.Harisov, “The SatiSicd analysis and syrthesis of rado engineering Itps-roitfv and systems". — M: Rcxfo i Svyaz. 1991 9 J. Prokis. "Digital communication* — M: Radio i Svyaz. 2000.
T-Comm #4-2011
51
