Научная статья на тему 'Способ формирования радиосигналов с угловой модуляциeй одновременно на нескольких гармониках колебания несущей частоты'

Способ формирования радиосигналов с угловой модуляциeй одновременно на нескольких гармониках колебания несущей частоты Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

CC BY
493
136
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.
Ключевые слова
КВАДРАТУРНЫЙ ФОРМИРОВАТЕЛЬ РАДИОСИГНАЛОВ / ИНДЕКС УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИИ / СИСТЕМА ПОДАВЛЕНИЯ РАДИОЛИНИЙ УПРАВЛЕНИЯ ВЗРЫВНЫМИ УСТРОЙСТВАМИ / QUADRATURE SHAPER RADIO / ANGULAR MODULATION INDEX / SUPPRESSION SYSTEM OF RADIO CONTROL EXPLOSIVE DEVICES

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Шерстюков Сергей Анатольевич

Предложен новый способ формирования неискаженных фазомодулированных сигналов без ограничения величин индексов модуляции одновременно на первой, второй, третьей и последующих гармониках колебания несущей частоты. Полученные результаты дают основание для использования способа в технике создания преднамеренных радиоэлектронных помех, а именно в системах подавления радиолиний управления взрывными устройствами.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Шерстюков Сергей Анатольевич

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

METHOD OF FORMING SIGNALS WITH ANGULAR MODULATION SIMULTANEOUSLY ON DIFFERENT CARRIER FREQUENCY HARMONICS OF THE OSCILLATIONS

A new method for forming a phase-modulated signals undistorted, without limitation values ​​of modulation index at the same time on the first, second, third and subsequent harmonics of the carrier frequency of oscillation. The obtained results provide a basis for the use of methods in the art of deliberate creation of electronic interference, namely, the suppression system of radio control explosive devices.

Текст научной работы на тему «Способ формирования радиосигналов с угловой модуляциeй одновременно на нескольких гармониках колебания несущей частоты»

С.А. Шерстюков,

кандидат технических наук, доцент

СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ОДНОВРЕМЕННО НА НЕСКОЛЬКИХ ГАРМОНИКАХ КОЛЕБАНИЯ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТЫ

METHOD OF FORMING SIGNALS WITH ANGULAR MODULATION SIMULTANEOUSLY ON DIFFERENT CARRIER FREQUENCY HARMONICS OF THE OSCILLATIONS

Предложен новый способ формирования неискаженных фазомодулированных сигналов без ограничения величин индексов модуляции одновременно на первой, второй, третьей и последующих гармониках колебания несущей частоты. Полученные результаты дают основание для использования способа в технике создания преднамеренных радиоэлектронных помех, а именно в системах подавления радиолиний управления взрывными устройствами.

A new method for forming a phase-modulated signals undistorted, without limitation values of modulation index at the same time on the first, second, third and subsequent harmonics of the carrier frequency of oscillation. The obtained results provide a basis for the use of methods in the art of deliberate creation of electronic interference, namely, the suppression system of radio control ex plosiv e dev ices.

В настоящее время для радиоэлектронного подавления (РЭП) радиолиний управления взрывными устройствами (РУВУ) с целью защиты личного состава и объектов автомобильной и бронетехники отечественной промышленностью выпускаются передатчики помех (ПП) следующих типов:

передатчики прямошумовых помех;

передатчики с модуляцией шумами и/или псевдослучайными последовательностями;

частотно-свипирующие ПП;

кратковременные передатчики, включая искровые.

В зависимости от ширины спектра излучаемой помехи передатчики делятся на передатчики заградительных (ПЗП) и прицельных (ППП) помех [1].

Передатчики прицельно-заградительных помех (ППЗП) излучают мощность в части диапазона частот шириной несколько десятков мегагерц, при этом центральная частота такой помехи может устанавливаться в любых участках диапазона рабочих частот (ДРЧ).

Широкополосные ПЗП излучают мощность в заданном диапазоне рабочих частот, при этом несущая частота, используемая подрывником, и тип его аппаратуры во внимание не принимаются. Одновременно широкополосная заградительная помеха затрудняет подрывнику поиск свободных частотных участков для выбора рабочих частот РУВУ. Основными же их недостатками являются: возможное нарушение работы собственных каналов связи в условиях поражения помехой и снижение дальности защиты объектов по причине неэффективного расхода помехового ресурса.

Прицельная помеха имеет значительный энергетический выигрыш по сравнению с заградительной, но для ее реализации необходима информация о значениях частот, на которых работают подавляемые радиоэлектронные средства. Получение такой

информации связано с затратами времени на обнаружение сигналов РУВУ и измерение его частот, что в условиях скоротечности конфликтного взаимодействия РУВУ и ПП недопустимо [1].

В связи с этим существует актуальная проблема, связанная как с повышением коэффициента качества шумовой помехи [2] при одновременном расширении рабочей полосы частот поставщиков помех, так и с понижением вероятности пропусков сигналов РУВУ и рационального использования помехового ресурса за счёт уменьшения времени излучения ПП.

В наиболее эффективных формирователях радиоэлектронных помех для РЭП РУВУ [3, 4] технический результат по увеличению дистанции подавления достигается за счёт проведения анализа радиоэлектронной обстановки в выбранных диапазонах (как на основных, так и на комбинационных гармониках командных передатчиков) и формирования радиоэлектронных помех в виде комбинаций узкополосных помех с широкополосными заградительными помехами. Постановка комбинированных помех снижает вероятность пропуска сигналов РУВУ по сравнению со способами постановок узкополосных ответных прицельных помех, поскольку широкополосная помеха обеспечивает РЭП во всём рабочем диапазоне в момент постановки узкополосной помехи и по сравнению с широкополосной заградительной помехой увеличивает дистанцию подавления РУВУ за счёт значительно большей спектральной плотности мощности узкополосной помехи [5].

Тем не менее, остаётся нерешённым ряд технических задач, связанных с формированием радиоэлектронных помех одновременно на нескольких гармониках колебания несущей частоты и получением на них (гармониках) заданных значений индексов модуляции при отсутствии проявления в выходных колебаниях амплитудно-фазовых искажений .

В настоящее время известен ряд способов повышения индексов угловой модуляции, широко применяемых в передающей радиотехнической аппаратуре различного назначения [6 — 8], основанных как на принципах разделения спектра модулирующих частот на N полос и дальнейшего их переноса в область несущего колебания, так и на принципах умножения исходной, достаточно низкой несущей частоты, сопровождающейся умножением индекса модуляции, после чего используется преобразование частоты, в результате которого девиация частоты и, соответственно, индекс модуляции остаются неизменными, но несущая частота уменьшается в определённое число раз. При этом понижение несущей частоты даёт возможность произвести её умножение и вновь повысить индекс модуляции и девиацию частоты.

Недостатками указанных способов являются: сложность реализации; значительное паразитное относительное изменение частоты, вызванное нестабильностью задающего генератора, в результате чего ухудшается стабильность несущей частоты; сложность выполнения условий согласования каскадов модуляторов, в результате чего могут появиться недопустимые нелинейные искажения; наличие в схемах управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей, что не позволяет с их помощью осуществлять угловую модуляцию при перестройках схем в широких диапазонах частот несущего колебания и одновременно на нескольких несущих частотах.

Более совершенным по своей технической сущности является квадратурный способ повышения индекса модуляции [9], позволяющий компенсировать амплитуднофазовые искажения фазомодулированных сигналов (ФМС) при произвольно заданном значении индекса модуляции mф за счёт использования балансных модуляторов в квад-

ратурных каналах и синусно-косинусных (функциональных) преобразователей модулирующего напряжения. На рис. 1 приведена структурная схема, реализующая квадратурный способ, в состав которой входят: ГВЧ — генератор высокой частоты; БМ1 и БМ2 — балансные модуляторы; ФВ — высокочастотный фазовращатель на р /2; С1 — высокочастотный линейный сумматор; ИМС — источник модулирующего сигнала; КП — косинусный преобразователь; СП — синусный преобразователь.

Рис. 1. Квадратурный способ повышения индекса угловой модуляции

Квадратурный способ включает:

формирование с помощью высокочастотного генератора и фазовращателя на р /2 квадратурных составляющих, описываемых, соответственно, выражениями:

П1 = Ц^еова, (1)

и2 = - Ц^тоТ; (2)

формирование с помощью косинусного и синусного преобразователей модулирующего напряжения, соответственно, управляющих сигналов:

въ = Еуео^т^тШ] (3)

ес = Е>п[т^тШ] (4)

квадратурное перемножение высокочастотных и низкочастотных составляющих (1) с (3) и (2) с (4) в балансных модуляторах с коэффициентами кш=1;

сложение высокочастотных квадратурных составляющих в линейном сумматоре, в результате которого формируется выходной ФМС: ис = и1Еу[ео$Мео$(т9$[пО() - $тМ$т(т9$'тШ^] =

= ис/еов(а + т^тШ), (5)

где ис/ =игЕу — постоянная амплитуда.

Из формул (1)—(5) следует, что в структурной схеме на рис. 1 возможно получение ФМС с любыми произвольно заданными индексами модуляции т^ При реализации квадратурного способа не снижается результирующая стабильность частоты передатчика и отсутствует принципиальный предел, связанный с выбором несущей частоты, а также не требуются сложные согласования высокочастотного и низкочастотного трактов модулятора из-за отсутствия в схеме управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей. Данные факторы позволяют использовать квадратурный способ для осуществления угловой модуляции в возбудителях при перестройках пере-

датчиков в широких диапазонах частот несущего колебания. Однако квадратурный способ имеет следующие недостатки: реализация больших значений индексов модуляции (выше 10л:), с точки зрения вычислительных затрат, на практике затруднительна из-за ограничения количества членов разложения рядов Тейлора, аппроксимирующих значения выходных величин синусно-косинусного преобразователя; не предусмотрена возможность многократного увеличения значений индексов модуляции радиосигналов на первой гармонике колебания несущей частоты; отсутствует возможность формирования радиосигналов с угловой модуляцией одновременно на нескольких гармониках колебания несущей частоты и с различными значениями индексов модуляции.

В связи с этим целями статьи являются: разработка способа повышения индекса угловой модуляции, позволяющего формировать радиосигналы с угловой модуляцией без принципиальных ограничений по значениям индексов модуляции при отсутствии в выходных радиосигналах передатчиков паразитной амплитудной модуляции (ПАМ) и не накапливающейся паразитной фазовой модуляции (ПФМ); увеличение количества гармоник колебания несущей частоты с одновременным увеличением на них (гармониках) значений индексов модуляции выходных ФМС при отсутствии проявления ПАМ и ПФМ; уменьшение инерционности процесса угловой модуляции; существенное упрощение процессов частотообразования в возбудителях передатчиков; повышение быстродействия радиосистемы.

Это достигают тем, что в известном квадратурном способе повышения индекса угловой модуляции [9]: 1) увеличивают количество этапов квадратурных перемножений результатов вычислений косинусной и синусной функций модулирующего напряжения с квадратурными фазомодулированными составляющими и выполняют алгебраические линейные суммирования результатов квадратурных перемножений, получая при этом на выходе пропорциональное увеличение значений индексов модуляции на первой гармонике колебания несущей частоты; 2) проводят многократные удвоения аргументов синусной и косинусной функций модулирующего напряжения и одновременно увеличивают количество этапов квадратурных перемножений и алгебраических линейных суммирований квадратурных фазомодулированных составляющих как с результатами вычислений косинусной и синусной функций модулирующего напряжения, так и с результатами многократных удвоений аргументов косинусной и синусной функций, получая при этом на выходе пропорциональное увеличение значений индексов модуляции на первой гармонике колебания несущей частоты; 3) увеличивают количество этапов умножений колебания несущей частоты в сочетании с увеличением количества этапов квадратурных перемножений и линейных суммирований, как в двух предыдущих случаях, получая при этом требуемое количество гармоник колебания несущей частоты с одновременным увеличением на них (гармониках) значений индексов модуляции выходных ФМС при отсутствии проявления ПАМ и ПФМ; 4) осуществляют процессы угловой модуляции вне кольца импульсно-фазовой автоматической подстройки частоты синтезатора, что способствует уменьшению инерционности процесса угловой модуляции, существенному упрощению процессов частотообразования в возбудителях передатчиков и повышению быстродействия радиосистемы в целом.

На рис. 2 представлен способ повышения индекса угловой модуляции одновременно на первой, второй и третьей гармониках колебания несущей частоты, основанный на вычислении косинусной и синусной функций модулирующего напряжения, удвоениях аргументов косинусной и синусной функций, квадратурном умножении и

квадратурном перемножении и суммировании. Цифрами от 1 до 28 обозначены этапы формирования выходных ФМС.

На 1-м и 2-м этапах выполняют, соответственно, первое умножение колебания несущей частоты (1-й выход) и формирование его квадратуры:

иус1=(и1еовШ)2 - (U1вm<at)2=U12еoв2wt, (6)

ифв/ = - Ц2в1п2Ш. (7)

3-й и 4-й этапы реализуют первые синфазное и квадратурное перемножения 2-х

гармоник колебаний несущей частоты (6) и (7), соответственно, с составляющими (3) и (4):

исп1 = и/ео&ШхЕ^о^трЪтЯ^, (8)

икп1 = - и12в1п2. (9)

На 5-м этапе производят первое линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (8) и (9) (2-й выыход):

ис1 =U12еoв2шtхE1еoв[mv,в1пQt] - U12в1п2шtхE1в1п[mv,в1пQt]=

= ис1еов(2ы1+тфВ\П21), (10)

где ис1 — постоянная амплитуда.

На 6-м и 7-м этапах производят, соответственно, второе умножение ФМС (3-й выгход) и формирование его квадратуры:

иус2=(ис1еов(Ш+тфъ\п&^)2 - (Uc1в1п(шt+mфв1пЯt))2=Uc2еoв(2шt+2mфв1пЯt), (11) ифв2 = - Uc12в1п(2шt+2mфв1пQt). (12)

8-й и 9-й этапы реализуют первые синфазное и квадратурное перемножения сигналов (11) и (12), соответственно, с составляющими (3) и (4):

исп2 = Uc2еoв(2wt+2m((>вlпQt)хE1еoв[m((>вlпQt], (13)

икп2 = - ис12в1п(2Ш+2тфв1пЯ^хЕ1в1п[тфв1пЯ^. (14)

На 10-м этапе производят второе линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (13) и (14) (4-й выгход):

ис2 =ис12 еoв(2Ш+2m^fiвmQt)хE1еoв[m^fiвmQt] -

- ис 2$т(2Ш+2тф$,т<20 хЕ1 в1п[тфвтЯ^=

= Uc2еoв(2wt+3mфвlпQt), (15)

где ис2 — постоянная амплитуда.

11-й и 12-й этапы реализуют третьи синфазное и квадратурное перемножения 2-х гармоник колебаний несущей частоты (6) и (7), соответственно, с составляющими вкз=Езеов[4тфвтО^, ec3=E3в1п[4mфв1пQt], алгоритмы получения которых описаны в [5]: исп3 = и12еов2ШхЕ3еов[4т(/,в1пЯг], (16)

икп3 = - и/вт2atхE3в1п[4mфв1пQt]. (17)

На 13-м этапе производят третье линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (16) и (17) (5-й выгход):

22 ис3 =и1 еoв2шt^E3еoв[4mфвmQt] - и1 В1п2ШхЕ3вт[4тфв1гО. 1]=

= Uc3еoв(2Ш+4mlfiвmЯt), (18)

где ис3 — постоянная амплитуда.

На 14-м и 15-м этапах производят, соответственно, третье умножение колебания

несущей частоты (6-й выгход) и формирование его квадратуры:

иус3 =и1еовШхи12еов2Ш- и1втШхи2в1П2Ш=ис42еов3Ш, (19)

ифв3 = - ис42вт3Ш. (20)

16-й и 17-й этапы реализуют четвёртые синфазное и квадратурное перемножения 2-х гармоник колебаний несущей частоты (19) и (20), соответственно, с составляющими (3) и (4):

исп4 = Uс42еoв3шtхE1еoв[mv,в1пQt], (21)

икп4 = - Uс42в1п3atхE1в1п[mфвiпQt]. (22)

На 18-м этапе производят четвёртое линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (21) и (22) (7-й выгход):

22 ис4 =ис4 еoв3шtхE1еoв[mфвlпQt]- и4 в1п3wtхE1вm[mV)вlпQt]=

= Uc4еoв(3at+mфв1пЯt), (23)

где ис4 — постоянная амплитуда.

19-й и 20-й этапы реализуют пятые синфазное и квадратурное перемножения 2-х гармоник колебаний несущей частоты (19) и (20), соответственно, с составляющими ek2=E2еoв[2m(fiв1пQt], ec2=E2в1n[2mlpв1nОt], алгоритмы получения которых описаны в [5]: исп5 = Uс42еoв3atхE2еoв[2mфв1пQt], (24)

икп5 = - Uс42в1п3шtхE2в1п[2mv,в1пQt]. (25)

На 21-м и 22-м этапах производят пятое линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (24) и (25) (8-й выгход) и формирование квадратуры полученного ФМС:

ис5 =Uс42еoв3шtхE2еoв[2mv,в1пQt] - ис42вт3шtхE2в1n{2mlfiв1пQt]=

= UC5еoв(3шt+2mфв1пQt), (26)

где ис5 — постоянная амплитуда,

ифв4 = - Uc5Sl!п(3wt+2mфSlпQt). (27)

23-й и 24-й этапы реализуют шестые синфазное и квадратурное перемножения сигналов (26) и (27), соответственно, с составляющими (3) и (4):

исп6 = UC5еoв(3Ш+2mV)SmQt)хE1еoв[mV)SmQt], (28)

икпб = - UC5Вm(3шt+2mlfiв1пQt)хE1Вlп[mlfiВmQt]. (29)

На 25-м этапе производят шестое линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (28) и (29) (9-й выгход):

исб =UC5еoв(3Ш+2mфSlпQt)хE1еoв[mvsmQt] -

- ис5вт(3Ш+2mфВlпQt) хЕ1 в1п[тфв 1п^]=

= Ucбеoв(3шt+3mфв1пQt), (30)

где исб — постоянная амплитуда.

26-й и 27-й этапы реализуют седьмые синфазное и квадратурное перемножения

сигналов (19) и (20), соответственно, с составляющими ek3=E3еoв[4mфвinQt],

ec3=E3в1n[4mlfiв1nQt], алгоритмы получения которых описаны в [10]:

исп7 = ис42 еoв3шtхE3еoв[4mv,в1пQt], (31)

икп7 = - Uс42в1п3atхE3в1п[4mфв'lпQt]. (32)

На 28-м этапе производят седьмое линейное алгебраическое суммирование результатов произведений (31) и (32) (10-й выгход):

22 ис7 =ис4 еoв3шtхE3еoв[4mv,вlпQt] - ис4 вт3шtхE3вlп[4mфвlпQt]=

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

= Uc7еoв(3шt+4mфв1nQt), (33)

где ис7 — постоянная амплитуда.

Для ^-кратного увеличения количества этапов умножений колебания несущей частоты в сочетании с операциями квадратурных перемножений и алгебраических линейных суммирований для выходных ФМС можно записать:

исЫ= исмеов(Ы- Ш+N■m((>вmQt), (34)

где и^ — постоянная амплитуда.

Из формул (6), (10), (11), (15), (18), (19), (23), (26), (30), (33) и (34) следует, что пропорционально увеличению количеству этапов умножений колебания несущей частоты в сочетании с увеличением количества этапов квадратурных перемножений и линейных суммирований происходит увеличение количества гармоник колебания несу-

щей частоты с одновременным увеличением на них (гармониках) значений индексов модуляции выходных ФМС при отсутствии проявления ПАМ и ПФМ.

На рис. 3, а — д приведены спектры на выходах этапов моделирования способа (этапы формирования ФМС на 2-й и 3-й гармониках колебания несущей частоты, в сравнении с 1-й гармоникой, отмечены цифрами): рис. 3, а — соответствует 1-му и 14-му этапам; рис. 3, б — 5-му и 18-му этапам; рис. 3, в — 6-му и 21-му этапам; рис. 3, г — 10-му и 25-му этапам; рис. 3, д — 13-му и 28-му этапам.

Полученные результаты дают основание для использования нового способа в технике создания преднамеренных радиоэлектронных помех радиолиниям управления взрывными устройствами, где требуется как повышение коэффициента качества шумовых помех с угловой модуляцией [2], так и увеличение дистанции подавления за счёт обеспечение возможности формирования в сочетании с заградительными помехами прицельных помех одновременно на основных и комбинационных гармониках колебаний, излучаемых командными передатчиками.

9

! и, ^_______

Первое умножение сигнала

1-й выхоА

^ Первое формирование кв адр атурног о к оп еб ания сигнала (сдвиг фазы на 1Й2 )

’ V/ ^ Первое Первое

синфазное перемножение квадратурное перемножение

и^„! = и,гсоз2а>Гх 1^П1, =

У-Е{ со з/тряп^/

Рис. 2. Способ повышения индекса угловой модуляции одновременно на первой, второй и третьей гармониках колебания несущей частоты

вуз

Третье синфазное перемножение

х&с о з/4т<ръ\п£Х]

©

Третье

квадратурное перемножение

Третье

^ линейное алгебраическое суммирование Мез = и/со$2а^хЕ1Сог[4т<р5т&1]

= иезсо 5 (2 а t■+ 4т

1

1*1

ЛЬ Третье умножение сигналы

6-й выход

е/а

9

Ф Третье формирование квадратурного колебания сигнала (сдвиг фазы наяЛ2)

11 Четвёртое нфазное перемножение

хйсоз/пзряп^Э?7

Четвёртое квадратурное перемножение

Рис. 2 (продолжение)

ф Пятое синфазное перемножение

x£Jcos^2■ тт/ыи^]

Ц) Пятое

щратурное перемножение

х£^щГ,2- щ£т&]

еа

Летвёргое формирование квадратурного колебания сигнала (сдвиг фазы на тг\2 )

Шестое синфазное перемножение = Ц^соз(^ш?+^??з^е1п5е^> хЕ<с 05[тр511&£]

№ Шестое

квадратурное перемножение

иепй = Н^т^тЙ^х

х£&т[т^ешОД

I

Шестое линейное алгебраические суммирование

и^с 05(3с>> ?+2т<(!51Х\&} лЕ<с№[т<(£\.1\&]

+2 тр$т£Я) хЕвт[трт&1] Е/азСОЭ +Зтт/Ет£Х}

Седьмое синфазное перемножение

х £е ог[4 ■

? в.

Седьмое квадратурное перемножение

хйяцР- те£т&7

Седьмое линейное алгебраическое суммирование = и&соъЗаЛхЁлов[4-и^5тЗа>(хЕ£т{4- т(бшД/= = С^^оз(^ш?+^т(збтЙ^

Рис. 2 (окончание)

Л о ф

1

-

а)

в)

г)

д)

Рис. 3. Этапы моделирования способа повышения индекса угловой модуляции

ЛИТЕРАТУРА

1. Кузнецов В.И. Радиосвязь в условиях радиоэлектронной борьбы. — Воронеж: ВНИИС, 2002. — 403 с.

2. Цветнов В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиоразведка и радиопротиводействие. — М.: Изд-во МАИ, 1998. — С. 112—117.

3. Патент на изобретение RU 2283540 С2, H 04 К 3/00. Способ радиоэлектронного подавления сигналов радиолиний управления минно-взрывными устройствами / М. Л. Артёмов, В. А. Калугин, Ю.Н. Куликов, В.И. Николаев. — N° 2004101310/09; заявл.15.01.2004; опубл. 10.09.2006. — Бюл. №25.

4. Патент на изобретение RU 2292059 С1, H 04 К 3/00, G 01 S 7/38. Станция прицельных помех радиолиниям управления взрывными устройствами / Н.И. Козачок, В.И. Николаев, И. Ю. Слепов, Н.С. Федяев, А. А. Чаплыгин. — № 2005131642/09; заявл. 12.10.2005; опубл. 20.01.2007. — Бюл. № 2.

5. Палий А.И. Радиоэлектронная борьба: (Средства и способы подавления и защиты радиоэлектронных систем). — М.: Воениздат, 1981. — 320 с.

6. Armstrong E.M. A Method of Reducing Disturbance in Radio-Sigualing by a System of Frequency Modulation. — Proe. IRE, 1936. — V.24. — № 5. — P. 689.

7. Гоноровский И.С. Частотная модуляция и её применение. — М.: Государственное издательство литературы по вопросам связи и радио, 1948. — С. 113—115.

8. Артым А.Д. Теория и методы частотной модуляции. — М.; Л.: Госэнерго-издат, 1961. — С. 103.

9. Квадратурные формирователи радиосигналов: монография / Попов П.А. [и др.]; под ред. П.А. Попова. — Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. — 176 с.

10. Шерстюков С.А. Метод повышения девиации фазы (частоты) в квадратурных формирователях радиосигналов с угловой модуляцией // Синхроинфо-2011: материалы международного научно-технического семинара «Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов в инфокоммуникациях», 27—30 июня 2011 г., Одесса / под ред. чл.-корр. РАН В.В. Шахгильдяна. — М.: ООО «Брис-М» оперативная полиграфия и дизайн-студия, 2011. — С. 37—40.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.