CC BY
40
«небольшой», «большой» может принимать произвольные значения вида «около 3 лет», «около 10 лет», «примерно 15 лет», «более 20 лет» и т.п. В этом случае значение синтаксически независимой /-й ЛП можно задать в виде < [х|, х2] XI, С (а) >, где интервал [ х1, х2] е XI является ядром нечеткого множества С(а1). Например, значение «стаж около 10 лет» запишем в виде <10,[0,100], С(а1) >.
Нечеткие переменные а1,, у = 15 зададим набором
< акп, 01, С(аки), 1 = 1,п, к = 1,5, где С(аки ) = {< ^ к, (Чи ) / дп >}, е 01 - нечеткое подмножество
С( а 1, ) У
множества, заданного на множестве 01, /лС< а^(Чц) - функции
принадлежности, задание которых осуществляется путем опроса мнений экспертов.
Для всех ЛП терм-множества задаются экспертами и могут, по мнению экспертов, содержать любое количество нечетких переменных (термов).
Среди моделей вывода решений назовем модели, реализованные либо на основе сопоставления наборов нечетких ситуаций и принимаемых решений, либо в виде нечеткого отношения на прямом произведении множества правил нечеткого логического вывода и нечеткого множества принимаемых решений. Существует ситуационная модель, в которой эксперты определяют нечеткие эталонные ситуации, которым сопоставлены определенные решения. Для достоверных результатов работы модели и получения правдоподобных выводов вначале необходимо определить достоверно входные параметры моделей.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Финаев В.И., Севостьяненко В.В. Управление персоналом и методы искусственного интеллекта. - Таганрог: Изд-во ТРТУ, 2005. - 167 с.
2. Мелихов А.Н., Берштейн Л.С., Коровин С.Я. Ситуационные советующие системы с нечеткой логикой - М.: Наука, 1990. - 272 с.
С.Г. Крутчинский, И.П. Щербинин
СЕНСОРНЫЙ ИНТЕРФЕЙС МИКРОКОНТРОЛЛЕРНЫХ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И ТЕХНИЧЕСКОЙ ДИАГНОСТИКИ
Предложена реализация прецизионного сенсорного интерфейса, обеспечивающего автоматическую компенсацию технологической погрешности чувствительного элемента и оценку производной измеряемой величины. Приведены результаты анализа схемы и ее моделирования в среде SPICE.
Применение в датчиках чувствительных элементов мостового типа связано с решением задачи учета влияния технологических погрешностей изготовления их компонентов на дифференциальное выходное напряжение, точность и динамический диапазон измеряемых величин. В структуре интеллектуальных датчиков, как правило, это обеспечивается
предварительным вычислением статического дифференциального напряжения с последующим применением аддитивных вычислительных процедур. В этом случае статическая погрешность измерения величины х может быть определена из следующего соотношения:
Ах 2 Д
— =-----------—, (1)
х 1 - Д8Т 2п
где Д - динамический диапазон измеряемой величины х;
8Т = " относительная погрешность дифференциального
оп
напряжения (^а), определяемая особенностью технологии изготовления чувствительного элемента;Еоп - опорное напряжение; п - разрядность АЦП.
Приведенное соотношение показывает, что эффективность использования разрядной сетки АЦП непосредственно определяется величинами Д и 5т. Так, для достаточно типовых значений 5т =1%, Д=50 наблюдается повышение погрешности преобразования в 4 раза, что в ряде случаев может привести к изменению принципа построения
интеллектуального датчика.
Ниже предлагается альтернативный подход, связанный с компенсацией аналоговой величины Лиа в структуре инструментального (измерительного) усилителя (рис. 1). В [1] показано, что наличие четырех ОУ (ОУ1 - ОУ4) обеспечивает взаимную компенсацию влияния ЭДС смещения нуля активных элементов на статическую погрешность. Именно это свойство схемы, как будет показано ниже, и является определяющим.
Рассмотрим принцип действия канала компенсации. Технологическая несбалансированность моста чувствительного элемента приводит к смещению нуля усилителя
и„1 =АПдК, = Е^тКд, Кд = 2(1 + 2Щг), (2)
где Кд - дифференциальный коэффициент передачи.
Учитывая, что предпочтительным вариантом построения датчика является применение СБИС микроконтроллера со встроенным АЦП, обеспечивающего преобразование только положительных сигналов, оказывается необходимым предварительное смещение нуля
Uсм2 = k1 Еоп (Ucm2 ^ Uqmi), (3)
где к.1 - локальный коэффициент передачи, определяемый соотношением соответствующих резисторов (рис. 1).
Таким образом, компенсации посредством выработки кода
а (г = 1, т) подвергается положительное напряжение
исм1 + исм2 = Еопк2 I , (4)
1=1 / ^
где к.2 - локальный коэффициент передачи схемы (рис. 1); а/ - состояние /го ключа резистивной матрицы R-2R.
измерительного усилителя с каналом компенсации технологической погрешности чувствительного элемента
т+Р2+Р3
Рис. 2. Упрощенная принципиальная схема экономичного низкочувствительного ФНЧ
Из соотношений (2) и (3) следует, что условие компенсации
8тК д + к1 = к 21аг/т (5)
не зависит от величины Еоп, определяется соотношением номиналов резистивных элементов схемы и поэтому обладает более высокой стабильностью. Действительно, суммарное напряжение
им = Ет(бгКд + к, - к;(6)
характеризуется единичной чувствительностью к Еоп, следовательно, среднеквадратическое значение анализируемой величины будет являться результирующей статической погрешностью устройства
Аи м = Етв^2(в}к ;+к;+к;), (?)
где 0К = АаКА1 - относительная погрешность сопротивления резисторов схемы, вызванная, в основном, разностью их температурных коэффициентов (Аа^) и температурным диапазоном (А1).
Так, для типовых значений 5Т=1 %, Кд =20, Да=0,5-10-5 1/°С, Л1=60°С из соотношений (6) и (7) получим следующие значения: к.1 =0,2; к2=0,4; ДисМк=2 104 ЕоП. Следовательно, результирующая погрешность меньше результирующего кванта 12-разрядного АЦП. Именно поэтому доминирующей составляющей общей погрешности является смещение нуля, вызванное влиянием соответствующих параметров ОУ.
В [1] показано, что в рассматриваемой структуре собственно усилителя наблюдается полная взаимная компенсация влияния ЭДС смещения ОУ1 - ОУ4 на статическую погрешность. Таким образом, приращение выходного напряжения определяется следующим соотношением:
к
АисмОУ = —д(а2 - а, А + з(а3 - а4 ) + 3к-^а5А1, (8)
где а - температурный коэффициент смещения нуля/-го ОУ.
Следовательно, статическая ошибка измерительного усилителя в основном определяется ОУ5, входящим в состав ЦАП канала компенсации. Поэтому
“5 < Е/г.А ■ 3к2 ■ <9)
Приведенное неравенство легко выполнимо на практике. Так, для указанных выше условий и при П=12, Еоп = 2,5 В ав < 10 мкВ/С0, что допускает применение даже непрецизионных ОУ или стандартных ИС ЦАП соответствующей разрядности (П).
Аналогичный вывод справедлив и при учете влияния собственного шума активных элементов. Несложно показать, что
иш=2КплА^соу, (10)
где Af - диапазон рабочих частот схемы; Ооу -приведенная ко входу ОУ спектральная плотность мощности эквивалентного источника шума. Как правило, при построении практических схем необходимо выполнить условие
Ооу <д/ЯмТк , (11)
где 1^м - базовый номинал чувствительного элемента; Т - абсолютная температура; к - постоянная Больцмана.
Например, при 1Нм = 5 кОм оказывается достаточным обеспечить Ооу<10нВ/у/Гц .
Таким образом, предложенное схемотехническое решение можно рассматривать в качестве основы при построении аналоговых сенсорных интерфейсов как интеллектуальных датчиков, так и микроконтроллеров, ориентированных на задачи измерительной техники и автоматического управления. Легко реализуемые требования к активным элементам позволяют также использовать его в соответствующих модулях современных "систем на кристалле".
Такое решение общей задачи характеризуется, однако, особенностью взаимодействия инструментального усилителя с микроконтроллером.
Рассмотренная структура измерительного усилителя с дополнительным каналом компенсации напряжения смещения нуля позволяет также существенно снизить требования к технологии изготовления резисторов. Высокий коэффициент подавления синфазного напряжения обеспечивается высокой степенью идентичности резисторов, обозначенных на рис. 1 базовым номиналом Р. Оценка этого показателя через среднеквадратическую чувствительность выходного напряжения, вызванного действием синфазного сигнала, приводит к следующему результату:
КсН=2вн КсН(вн=0,1%) = -54 дБ, (12)
где дн - технологическая погрешность изготовления резистивных элементов.
Для достижения более высокого ослабления синфазного сигнала, как правило, используется дорогостоящая функциональная настройка.
Как видно из рис. 1, синфазное напряжение (исф) определяется Еоп . При стандартной структуре чувствительного элемента исф=Еоп / 2, следовательно, его влияние на выходное напряжение смещения нуля аналогично 5т. Поэтому в соотношениях (2), (5), (6), (7) достаточно 5Т увеличить на
А$т = КсН /2Кд . (13)
При указанной оценке Д5т не превышает 10-4.
Возможность реализации относительно высоких качественных показателей измерительного усилителя требует применения в структуре сенсорного интерфейса качественного фильтра нижних частот (ФНЧ), выполняющего функцию ограничения спектра. С точки зрения погрешности измерения, наилучшие результаты обеспечиваются лестничными ФНЧ на базе й-элементов [2]. Однако, при этом отсутствие дополнительного дрейфа нуля и относительно низкая чувствительность частотных характеристик в полосе пропускания сопровождаются значительным превышением коэффициента передачи на выходе соответствующих ОУ (эффект "перенапряжения" во внутренних узлах схемы). При невысоком порядке такого ФНЧ это явление можно исключить применением "некаскадных" фильтров на базе одного ОУ с низкой элементной чувствительностью. Так, для современных датчиковых систем на базе типовых сигнальных микроконтроллеров (П=12, 1в=2 мкс) достаточно
применение ограничителя спектра третьего порядка, упрощенная
принципиальная схема которого приведена на рис. 2. Устройство реализует передаточную функцию
Рф (Р) = —---------------------■ (14)
р + р а2 + ра1 + а0
коэффициенты которой
81 + 82 , 82 + 8 „ = 81 (82 + 8) + 8283 , 8283
_ ^1 ' &2 > 02 ' 03 _£>1У<5 2'£>3/'£>2£>3| 0 20 3
С'/ I • С'/ 7 I
2 С С2 1 С1С2 С2С3
(15)
а0 = Щ? 8‘ = /я,' «2 = /Я2«3 = /к,
характеризуются низкой (<1) элементной чувствительностью к нестабильности параметров резисторов и конденсаторов. Для реализации небольшой неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в полосе пропускания (£ < 1/2П) при любой аппроксимирующей функции добротность полюса оказывается незначительной, поэтому можно использовать дополнительные параметрические условия:
^1= ^2= Кз= К, С-| = Сз= С; С-|=ЛС. (16)
Тогда
2(И +1) 4 1
а2 =—------- , а. =——а0 =—-—— , (17)
2 ЯСИ 1 Я2С2И 0 Я3С3И что с точностью до отношений номиналов однотипных элементов соответствует структуре лестничного фильтра.
Указанные свойства такого ФНЧ связаны с увеличением влияния частоты единичного усиления (1 ОУ, поэтому для сохранения низкой чувствительности АЧХ в полосе пропускания необходимо выполнить условие
/1 >> !гр • 2И , (18)
где Ър - граничная частота полосы пропускания ограничителя спектра.
Для современных схемотехнических решений ОУ такое ограничение не является жестким. Например, при ^р = 100 Гц, П = 12, Л » 3 частота единичного усиления ^ > 1 МГц. Как видно из принципиальной схемы, подключение УВХ АЦП непосредственно к выходу ОУ приводит к дополнительному смещению нуля на величину абД1, поэтому условие (9) конкретизируется:
а, + а, <Еоп/2п+1А1. (19)
Если 05=06, то результат, полученный из соотношения (9),
необходимо уменьшить в 2 раза. В ряде случаев (например, при
построении "систем на кристалле") вход УВХ можно непосредственно подключать к Сз (Вых. 2 на рис. 2). При этом необходимо обеспечить реализацию параметрического условия Сз>>Сувх.
Точность реализации АЧХ в полосе пропускания связана с нестабильностью пассивных элементов ФНЧ и соответствующей интегральной (среднеквадратической) чувствительностью. Учитывая, что в диапазоне рабочих частот сенсорного интерфейса такая чувствительность
возрастает по мере приближения к Ър, целесообразно уменьшать эффективность использования полосы пропускания. Так, в диапазоне 0 <
использовании резисторов и конденсаторов заданного класса точности.
Для оценки производной измеряемой величины можно использовать дополнительный выход (Вых. 3) ФНЧ. В этом случае при Свх<<Сз/Ь
Однако, при вычислении конечной разности (19) точность реализации
оказывается невысокой. В этой связи в алгоритме обработки данных целесообразно предусмотреть 5^10-кратное усреднение цифровых последовательностей на 3 и 2 выходах фильтра.
На результирующую точность оценки производной влияет также фазовая погрешность канала преобразования, которая обусловлена дифференцированием сигнала только в полосе пропускания фильтра нижних частот. Для 1-ой гармонической составляющей входного дифференциального сигнала интерфейса и, следовательно, измеряемой величины
где и'1тах- амплитудное значение 1-й гармонической составляющей; ш,
Аф—1-ая гармоническая составляющая и соответствующий паразитный фазовый сдвиг.
Из приведенного соотношения видно, что максимальная погрешность соответствует абсолютному минимуму производной, а повышение точности оценки возможно путем уменьшения эффективной полосы пропускания, что требует при заданной селективности повышения порядка передаточной функции ФНЧ.
Полученные результаты позволяют сделать следующие выводы. Канал компенсации технологической погрешности, обеспечивающий параметрическую инициализацию измерительного усилителя позволяет существенно снизить требования к резистивным элементам при сохранении высокой точности измерения. Кроме этого, структурные и схемотехнические особенности ограничителя спектра обеспечивают не только высокую точность частотной фильтрации измеряемой величины, но и оценку ее производной.
Совокупность предложенных схемотехнических решений при использовании стандартных технологий позволяет реализовать высококачественные диагностические комплексы и интеллектуальные датчики.
f < Ър/Ь общая стабильность оказывается максимальной при
(20)
поэтому
вых 3
вых 2
(21)
(22)
(23)
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Крутчинский С.Г., Щербинин И.П. //Прецизионные
измерительные усилители. Известия ТРТУ, 2004. -№ 8
2. Крутчинский С.Г., Щербинин И.П., Старченко Е.И. Структуры современных аналоговых интерфейсов. Международный НТЖ "Электроника и связь", 2004.Т.9- № 21
С.Г. Крутчинский, Е.И. Старченко
ПРЕЦИЗИОННЫЕ ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ КАНАЛООБРАЗУЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ ДИАГНОСТИЧЕСКИХ КОМПЛЕКСОВ
Среди перспективных средств оперативной диагностики высоковольтных ЛЭП особое место занимает анализ спектра коронирующего излучения с определением геометрических координат места разряда [1]. В качестве аппаратных средств, частично решающих эту задачу, можно отметить интерферометрические интерфейсы [2], обеспечивающие прецизионное взаимодействие антенн с микрокомпьютером и позволяющие выделить квазипостоянные составляющие, характеризующие относительные координаты места возникновения собственного излучения (рис. 1). В настоящее время не существует адекватной физическим процессам теории явления, поэтому даже для стандартной геометрии ЛЭП необходимо использовать сканирующие методы поиска максимального уровня такого излучения. С этой целью в состав каждого канала включается гребёнка полосовых фильтров ПФ-|,...,ПФП, определяющих диапазон предпочтительного анализа. Анализ приведённой структуры интерфейса показывает, что для обеспечения высокой точности определения координат при мобильном принципе базирования антенн необходимо на каждом шаге их вычисления обеспечивать автоматическую калибровку каналов по сигналу генератора гармонических колебаний (ГГК). Однако при значительном числе каналов предварительного анализа (п) можно, по крайней мере, на этапе создания экспериментальных образцов и обработки принципа диагностики воспользоваться синхронной фильтрацией (СФ), заменив п каналов на один канал управляемый от ГГК.
1. Постановка задачи. На рис. 2 приведена классическая структура перестраиваемого полосового синхронного фильтра, при этом центральная частота настройки совпадает с частотой генератора гармонических колебаний, имеющего фазы ф = 0 и ф = п/2. Такой генератор является неотделимой частью интерфейса (см. рис.1).
В рамках рассматриваемой структуры фильтра обеспечивается низкая параметрическая чувствительность формы амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) при любой ширине полосы пропускания. Это утверждение объясняется “перекосом” частотного спектра входного сигнала в область низких частот (вплоть до нулевой), где и осуществляется низкочастотная фильтрация фильтрами нижних частот (ФНЧ) с передаточными функциями р1(р) и р2(р). Частотный спектр отфильтрованного сигнала умножителями 3 и 4 и сумматором I
