Рекуррентная нейронная сеть с двумя сигнальными системами Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 534.232.8:534.8

АКУСТОЭЛЕКТРОННЫЙ ФАЗОВЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР

А. П. Абрамов,

канд. техн. наук П. Н. Петров,

доктор техн. наук, профессор

Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения

Разработана и описана структурная схема акустоэлектронного фазового демодулятора. Рассмотрены топологии и характеристики основных элементов на поверхностных акустических волнах, входящих в состав демодулятора. Представлены результаты экспериментальных исследований.

Ключевые слова — поверхностная акустическая волна, функция угловой модуляции, фазовая демодуляция, встречно-штыревой преобразователь, дифференцирующий канал, акустоэлектронный интегратор радиосигналов.

Постоянно растущие требования, предъявляемые к современным радиотехническим системам при решении задач обнаружения, идентификации и обработки сигналов, привели к использованию в этих системах множества сложных сигналов, отличающихся не только базой, но и видом функции угловой модуляции. Ряд перечисленных задач успешно решается современными цифровыми процессорами, имеющими высокую точность и большой динамический диапазон. Однако с увеличением ширины спектра обрабатываемых сигналов их точность и динамический диапазон падают, а габаритные размеры, масса, потребляемая мощность и стоимость возрастают. Это привело к созданию комбинированных аналогово-цифровых устройств обработки сигналов, в которых роль первичной обработки отведена аналоговым устройствам, а роль вторичной обработки — цифровым.

При фазовой демодуляции сигналов с большой базой требуются аналоговые устройства, позволяющие либо непосредственно в ВЧ-диапазоне частот, либо на промежуточной частоте однозначно определять их фазовую структуру в широком диапазоне фазовых углов, компенсируя при этом начальную фазу и линейную составляющую текущей фазы обрабатываемого сигнала.

Радиосигнал с большой базой и произвольным видом функции угловой модуляции можно представить в виде

, . T

s(t) = A(t)cos[œot + 0(t) + ф0 ] при |f| <—-, (1)

где A(t) — огибающая; ro0t — линейная составляющая текущей фазы; 9(t) — функция угловой мо-

дуляции; ф0 — начальная фаза; Тс — длительность; Т(£) = [ю0£ + 9^) + ф0] — фазовая структура радиосигнала.

Для решения вышепоставленной задачи радиосигнал (1) необходимо подвергнуть двухстороннему амплитудному ограничению и полученный результат обработать по алгоритму Т/ 2

¥і (*) = — Г 1>'№-Юо£(#)]£(#)а#, (2)

Т ° ,

-Т/ 2

где в'(0 = ^-0[ю0 + 9'(0^іп[ю^ + 9^) + ф0] — сигнал, огибающая которого прямо пропорциональна мгновенной угловой частоте обрабатываемого радиосигнала; ¿г (Ь) = А^іп[ю^ + 9^) + ф0] — сигнал, сопряженный по Гильберту с обрабатываемым радиосигналом при выполнении условия (Дю/ю0) << << 1, где Дю — ширина спектра обрабатываемого радиосигнала.

На основе достижений акустоэлектроники и ее элементной базы [1, 2] разработан и технически реализован акустоэлектронный фазовый демодулятор — АФД (рис. 1), осуществляющий в полосе частот Дf = 6,5 МГц с центральной частотой f0 = = 25 МГц обработку радиосигнала (1) в соответствии с алгоритмом (2).

Функциональные основополагающие элементы демодулятора — двухканальный полосовой фильтр (ДПФ) и акустоэлектронный интегратор радиосигналов (АИР) — реализованы с помощью устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ).

Топология двухканального полосового фильтра на ПАВ представлена на рис. 2. В его состав

Пщ}

пу2->См -+пуз

БМ_>ПУ4

;^1рНпу5 »-Чск1

іхр. —i—

От синхр

Вых.

■ Рис. 1. Структурная схема акустоэлектронного фазового демодулятора: УПЧ — усилитель промежуточной частоты; АО — амплитудный ограничитель; ДПФ — двухканальный полосовой фильтр; ПУ1-ПУ5 — полосовые усилители; ОГ — опорный гетеродин; См — смеситель; БМ — балансный модулятор; АИР — акустоэлектронный интегратор радиосигналов; СК — строб каскад; АД — амплитудный детектор

2 3 4 5 6 7 2

■ Рис. 2. Двухканальный полосовой фильтр на ПАВ

входят дифференцирующий и опорный каналы. Дифференцирующий канал включает в себя входной встречно-штыревой преобразователь (ВШП) ПАВ 5, фазосдвигающий металлизированный слой 6, обеспечивающий для каждой частотной составляющей в полосе пропускания ДПФ фазовый сдвиг на п/2, и аподизованный выходной ВШП ПАВ 7. Опорный канал содержит входной 5 и неаподизованный выходной 3 ВШП ПАВ, а также фазосдвигающий металлизированный слой 4, аналогичный слою в дифференцирующем канале. Подложка 1 выполнена из пьезоэлектрического материала — ниобата лития, звукопоглощающее покрытие 2 — из воска.

Электроды в выходном ВШП ПАВ дифференцирующего канала аподизованы по длине в соответствии с амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) вида

Ki (ю) =

Во

j(« - «о)

при (ю0 - Дсо/ 2) < ю < (ю0 + Дсо/ 2). (3)

Для формирования фазочастотной характеристики (ФЧХ) — вида

Г3п/2 (ю0 -Д ю/2) < ю < ю0;

Фі _ { л/2 ПРИ юо < ю < (юо +Дю/2),

(4)

между входным и аподизованным выходным ВШП ПАВ введен фазосдвигающий металлизи-

рованный слой 6, а электроды выходного ВШП 7, перекрывающие диапазон частот (ш0 - Дш/2) <

< ш < ®о, включены в противофазе с его электродами, перекрывающими диапазон частот ш0 < ш <

< (шо + Дш/2).

В результате этого импульсная характеристика дифференцирующего канала имеет вид

В0Дю

2п

біп(Дю^ 2)

(Дм/2)

cos ю01 при Itl<то, (5)

где В0 — коэффициент пропорциональности.

Импульсная характеристика опорного канала, АЧХ которого близка к прямоугольной форме, а ФЧХ имеет вид

при (ю0

Ф2(©) = п/2 -Дсо/ 2) <со <(со0-

-Дсо/2), (6)

описывается соотношением вида

2 = -

В0Дю sin^wt/2)

2п (ДМ/2)

cos Wq t

при t < то.

(7)

Амплитудно-частотные характеристики опорного и дифференцирующего каналов ДПФ, полученные экспериментально, представлены на рис. 3, а их импульсные характеристики — на рис. 4. При воздействии на вход ДПФ радиосигнала

і і T

s1 (t) = A0 cos[w0t + 0(t) + Фо ] при \t\ <-c, (8)

2

где A0 = const, на выходе дифференцирующего канала ДПФ формируется сигнал

■ Рис. 3. АЧХ опорного (а) и дифференцирующего (б) каналов ДПФ

■ Рис. 4. Импульсная характеристика опорного (а) и дифференцирующего (б) каналов ДПФ

Тс/2

s2 (і) = I s1 (т)Н1 (і - т)ёх =

-Тс/2

= А о°-----------0/(і)зіп[ю0і + 0(і) + Фо]»

2п

а на выходе опорного канала — сигнал

(9)

ТС12

| *1 (х)л2 (г - х)ах=

-Тс/2

А0 В0Дю 2п

БІП

[ю 0г + 0(г) + Фо]*

(10)

Таким образом, для определения функции 0(£) необходимо в сигнале (9) предварительно устранить внутриимпульсную угловую модуляцию и полученный результат преобразовать по частоте. Данная операция в разработанном устройстве (см. рис. 1) осуществляется с помощью балансного модулятора, на один из входов которого поступает сигнал (9), а на другой вход — сигнал (10), предварительно преобразованный по частоте на частоту несущего колебания ш1 = (ш0 - шг), где шг — частота гармонического колебания, вырабатываемого опорным гетеродином преобразователя частоты. В результате этого на выходе ПУ4, настроенного на разностную частоту, формируется сигнал

(11)

Акустоэлектронный интегратор радиосигналов на ПАВ (рис. 5) реализован на пьезоэлектрической подложке 1 из кварца YX-среза. На ее полированной поверхности размещены широкополосный входной 2 и узкополосный выходной 3 двухфазные эквидистантные ВШП ПАВ. АЧХ интегратора на ПАВ описывается модулем функции ^іпх/х|, а его импульсная характеристика представляет собой радиоимпульс с частотой несущего колебания f2 = /г = 15 МГц и длительностью Т = 50 мкс. В связи с этим импульсную характеристику интегратора на ПАВ, без учета вносимой им постоянной задержки t0, можно представить в виде

Й3(*) = ТПт«соз(<й20 при 0 < і < Т, (12)

Вх.

Вых.

■ Рис. 5. Акустоэлектронный интегратор радиосигналов

где

ПТ V) = Y V) - Y Ц - Т),

[1 0 < t <то>,

У(і)=І0 при .<0.

Амплитудно-частотная и импульсная характеристики интегратора на ПАВ, полученные экспериментально, представлены на рис. 6.

При воздействии на вход АИР радиосигнала (11) происходит свертка входного воздействия с импульсной характеристикой АИР, в результате чего на выходе АИР на интервале времени (0, 2Т) формируется сигнал, содержащий «двойную» информацию о функции угловой модуляции радиосигнала (8). При этом одна из них сосредоточена на интервале времени (0, Т), а другая — на интервале времени (Т, 2Т), но с противоположным знаком. Для исключения повторной информации выходной сигнал АИР подается на вход СК (см. рис. 1), длительность «окна» которого соизмерима с длительностью импульсной характеристики АИР. В результате этого на выходе СК формируется сигнал вида

*3 (0 = ^В0^“ [Є(і)]соз ю2 і оПІ

при 0 < г < т,

огибающая которого прямо пропорциональна функции угловой модуляции обрабатываемого радиосигнала (8).

В целях экспериментального подтверждения вышеизложенного в качестве сигналов, подаваемых на вход АФД, использовались:

а) линейно-частотно модулированный (ЛЧМ) сигнал с постоянной амплитудой, средняя частота которого совпадает с центральной частотой, а максимальная девиация частоты не превышает полосы пропускания АФД;

б) фазомодулированный (ФМ) сигнал, состоящий из пяти элементов одинаковой амплитуды и длительности, с частотой несущего колебания, совпадающей с центральной частотой полосы пропускания АФД, и со скачками фазы на величину п между 3-4 и 4-5 элементами.

■ Рис. 6. Амплитудно-частотная (а) и импульсная (б) характеристики интегратора на ПАВ

■ Рис. 7. Осциллограммы сигналов в основных узлах АФД при обработке ЛЧМ-сигнала: а — сигнал на выходе дифференцирующего канала ДПФ; б — сигнал на выходе строб каскада; в — сигнал на выходе амплитудного детектора

■ Рис. 8. Осциллограммы сигналов в основных узлах АФД при обработке ФМ-сигнала: а — сигнал на выходе опорного канала ДПФ; б — сигнал на выходе дифференцирующего канала ДПФ; в — сигнал на выходе строб каскада; г — сигнал на выходе амплитудного детектора

Результаты обработки ЛЧМ- и ФМ-сигналов, полученные экспериментально, представлены на рис. 7 и 8 соответственно.

При обработке ЛЧМ-сигнала на выходе АФД формируется сигнал с огибающей, прямо пропорциональной функции угловой модуляции, представляющей собой квадратичную параболу, основание которой расположено в центре выходного сигнала (см. рис. 7, в).

При обработке ФМ-сигнала на выходе АФД формируется сигнал с огибающей, прямо пропорциональной функции угловой модуляции, закон изменения которой имеет ступенчатый характер (см. рис. 8, г). При этом величина ступенек, расположенных в начале и в конце ФМ-сигнала, пропорциональна фазовому скачку на величину п/2, а величина ступенек, расположенных между 3-4 и 4-5 элементами ФМ-сигнала, пропорциональна п.

Таким образом, рассмотренный АФД позволяет обрабатывать сложные сигналы с любым видом функции угловой модуляции, обеспечивая однозначное определение функции 9^) в широком диапазоне фазовых углов.

Литература

1. Дмитриев В. Ф. Устройства интегральной электроники: Акустоэлектроника. Основы теории, расчета и проектирования: Учеб. пособие / ГУАП. — СПб., 2006. — 169 с.

2. Баруздин С. А., Егоров Ю. В., Калиникос П. А. и др. Функциональные устройства обработки сигналов (основы теории и алгоритмы): Учеб. пособие для вузов / Под ред. Ю. В. Егорова. — М.: Радио и связь, 1997. — 288 с.