CC BY
153
УДК 621.391.072
РЕАЛИЗАЦИЯ МОДУЛЯТОРА СИГНАЛА ЦИКЛИЧЕСКОГО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ ИНДЕКСА МОДУЛЯЦИИ НА БАЗЕ ПРОГРАММИРУЕМЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
А.Ю. УНГЕР, Ю.С. БОНДАРЕВ
Рассматривается возможность цифрового исполнения модулятора сигнала с циклически изменяющимся индексом модуляции (ЦИИМ) на базе программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС). Приводится подробное описание структуры такого модулятора, и обсуждаются детали его реализации на базе ПЛИС. Приведены примеры спектров выходного сигнала модулятора.
Ключевые слова: модулятор сигнала с непрерывной фазой, программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС), минимальная частотная модуляция (МЧМ).
1. Введение
Программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС) широко применяются для целей цифровой обработки сигналов. В предлагаемой статье проводится схемотехническое описание устройства модулятора сигнала с непрерывной фазой, выполненного на базе ПЛИС.
Модулированные сигналы с непрерывной фазой (МНФ) привлекают внимание исследователей благодаря своим уникальным спектральным и энергетическим характеристикам.
Запишем сигнал МНФ в следующей весьма общей форме [1]
І2Е
г (г, ап) = Л т 8ІП(2р/сҐ + ^, ап) + фоХ (1)
где Е - энергия сигнала на длительности тактового интервала Т; - частота несущей; ф0 - случайная фаза сигнала; у(г, йп) - информационная составляющая фазы сигнала, определяемая как
п
y(t, ап)=2р Е КакЧ(і - кт )• (2)
к=0
Здесь Ък - индекс модуляции на к-м тактовом интервале; ап = (ао,а^...,ап) - последовательность переданных к моменту пТ символов, принадлежащих алфавиту - (М - 1), - (М - 3),..., 1, 1, ..., (М - 1); д(г) - функция фазового импульса.
Сигнал (1) характеризуется набором параметров, от которых зависят его спектральные свойства и энергетическая эффективность, способ генерирования и приема. Различают сигналы МНФ с постоянным и циклически изменяющимся индексом модуляции (ЦИИМ). В последнем случае индекс модуляции циклически изменяется от символа к символу, оставаясь постоянным на длительности тактового интервала. В статье мы будем рассматривать преимущественно сигналы ЦИИМ с линейным фазовым импульсом ^(г) = ґ/2 Т.
2. Структура модулятора
Структура модулятора сигнала ЦИИМ содержится в выражении (1). Из (1) и (2) нетрудно получить выражение для мгновенной частоты сигнала ЦИИМ
И п
/0, ап ) = [2К/еІ + У(t, ап )] = 2р[/е + Е Как80 - кТ)]. (3)
аг к=о
Функция g(t) = 0^(г)/Иг получила название частотного импульса. Его длительность равна Т. Из (3) видно, что в случае прямоугольного частотного импульса мгновенная частота сигнала ЦИИМ постоянна на длительности тактового интервала. Эта частота определяется текущим значением информационного символа и индекса модуляции. Требуемое колебание может быть сформировано посредством частотной модуляции. Структурная схема такого формирователя
представлена на рис. 1. Поток информационных символов вырабатывается генератором псевдослучайной последовательности в исполнении регистра сдвига с линейной обратной связью (РСЛОС) с ассоциативным многочленом [2]
х15 + X + x4 + x +1. (4)
Псевдослучайная последовательность информационных символов необходима для анализа спектра получаемого сигнала ЦИИМ.
Рис. 1. Структурная схема модулятора сигнала ЦИИМ
ПЗУ содержит таблицу преобразования, которая отображает значения текущего информационного символа и индекса модуляции в командное слово, управляющее частотой цифрового управляемого генератора (ЦУГ). Устройство ЦУГ будет подробно рассмотрено в разделе 3 статьи. Каждый цифровой отсчет сигнала на выходе ЦУГ передается в цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Фильтр нижних частот (ФНЧ) устраняет высокочастотные составляющие сигнала после ЦАП. На рис. 1 блок ФНЧ изображен штриховой линией, потому что он отсутствует в конечной реализации модулятора сигнала ЦИИМ на базе ПЛИС. При анализе спектра сигнала фильтрация осуществлялась визуально, путем соответствующего масштабирования ширины окна.
3. Структура ЦУГ
ЦУГ строится по традиционной схеме (рис. 2), включающей в себя накопитель фазы и преобразователь фаза-амплитуда (ПФА). ЦУГ является синхронным устройством с опорной частотой /сік. В каждом такте опорной частоты накопитель фазы увеличивает свое значение на величину входного командного слова. В результате выходное значение накопителя фазы линейно увеличивается со временем. При вычислении мгновенного значения фазы используется тот факт, что N битовый накопитель переполняется при достижении максимального значения (2^ - 1). Таким образом, рабочая частота ЦУГ определяется значениями командного слова АР и /с1к
АР х /сік
/оиг
2
N
(5)
Вычисленное таким образом в каждом такте значение фазы преобразуется в ПФА в значение амплитуды выходного сигнала ЦИИМ. ПФА включает в себя ПЗУ, содержащее последовательные значения функции синуса и некоторую дополнительную логику.
Р
N-1
Рис. 2. Структурная схема ЦУГ
Спектральная чистота получаемого сигнала во многом зависит от разрядности значений, хранящихся в ПЗУ и от их количества. С целью уменьшения объема памяти в нашей реализации в ПЗУ хранятся только значения первого квадранта функции синуса. Значения для оставшихся трех квадрантов вычисляются на основании значений для первого квадранта. Таким образом, число значений функции синуса, хранящихся в ПЗУ, составляет одну четверть от адресного пространства, образуемого выходным словом накопителя фазы 2N 2. Два старших бита значения фазы определяют текущий квадрант выходного сигнала, оставшиеся N-2 бита адресуют ПЗУ. Старшие биты Р^1 и Р^2 определяют знак и направление изменения амплитуды выходного сигнала соответственно. Биты Р^3 - Р0 инвертируются перед подачей на вход ПЗУ в случае, если Р^2 = 1. В этом случае данные ПЗУ адресуются в порядке, обратном изменению значения фазы. Значения для третьего и четвертого квадрантов функции синуса получаются из значений для первого и второго квадрантов соответственно, с помощью операции отрицания. Покажем, что вместо операции отрицания можно использовать простой инвертор. Для этого значения для первого квадранта, хранящиеся в ПЗУ, должны быть вычислены по формуле
где т - разрядность ЦАП. Пусть х = вт(р). Воспользовавшись формулой приведения -х = вт(р + п), имеем разность х - (-х) = 2х, справедливую для первого и третьего, а также для второго и четвертого квадрантов. Операция побитового инвертирования может быть выражена следующим образом х = -(х + 1). Тогда значениям х - У для первого и второго квадрантов соответствуют значения -(х - У + 1) = -х - У для третьего и четвертого квадрантов соответственно. Следовательно, разность значений, различающихся по фазе на п, получается, по-прежнему, равной 2х. Сдвиг на -У величины младшего бита значений, хранимых в ПЗУ, позволяет использовать операцию инвертирования вместо более сложной операции отрицания.
Для устранения нарушений непрерывности на границах квадрантов данные в выражении (6) сдвинуты по фазе на +У величины младшего бита адреса п. Сдвиг обеспечивает симметричность значений в первом и втором квадрантах.
Заметим, что поскольку в первом квадранте значения функции синуса принимают только положительные значения, разрядность данных, хранимых в ПЗУ, может быть укорочена на один бит знака. Выше упоминалось, что знак конечного результата определяется старшим битом значения фазы Ры-1, который присоединяется к выходной шине ПФА в качестве старшего знакового бита.
Все основные функции модулятора сигнала ЦИИМ реализованы нами в одном кристалле ПЛИС. В качестве ПЛИС была использована микросхема Xilinx XC3S700A из семейства Spartan-ЗА с объемом 700 000 системных вентилей (свыше 13 000 логических ячеек). Модулятор разработан как полностью синхронная цифровая система. Сигнал опорной частоты 50 МГц подается на тактовый вход ПЛИС от внешнего кварцевого генератора. Этот сигнал поступает на вход цифрового блока управления синхронизацией (Digital Clock Manager, DCM), встроенного в ПЛИС. На выходе DCM образуются два сигнала с частотой 25 МГц, сдвинутых по фазе на 180°, один из которых является общим сигналом синхронизации цифровой системы.
Конфигурационные данные загружаются в ПЛИС через последовательный интерфейс из заранее запрограммированного постоянного запоминающего устройства. Текст программы реализован в виде символической записи на исходном языке. Исходным языком данной разработки является VHDL.
(n = 0,1,...2N-2 -1),
(6)
где A - масштабный коэффициент
(7)
4. Детали реализации
Основным программным модулем устройства является контроллер, управляющий процессом формирования отсчетов сигнала ЦИИМ и передачи их в ЦАП. Передача осуществляется по последовательному интерфейсу SPI (Serial Peripheral Interface). Микросхема ЦАП поддерживает 24битный и 32-битный протоколы передачи. В нашей реализации использовался 24-битный протокол.
Каждое 24-битовое слово, передаваемое в ЦАП, содержит данные в формате 12-разрядного беззнакового целого числа. Поскольку результат на выходе ПФА представлен в виде числа со знаком (раздел 3), старший бит этого числа инвертируется, что эквивалентно переносу сигнала в область неотрицательных значений. Остальные 12 бит служат для управления режимом работы ЦАП. Кроме того, еще один бит необходим для собственно цифро-аналогового преобразования после завершения передачи. ЦАП осуществляет захват данных по нарастающему фронту тактового сигнала, сдвинутому по фазе на 180° относительно сигнала синхронизации ПЛИС.
В результате параллельно/последовательного преобразования фактическая частота дискретизации fdk оказывается равной 1 МГц. Сигнал передается на промежуточной частотеf = 250 КГц. Скорость передачи информационных символов 1/T установлена равной 62,5 кбит/с. По формулам (3) и (5) легко получить содержимое таблицы преобразования, задающей частоту ЦУГ
Aj =
fc +
aihJ ^
2T
N
i, J = 1,2.
(8)
Здесь а = (-1,+1), к] = (2/4,3/4), N - разрядность накопителя фазы, определяющая разрешение по частоте ЦУГ. N определяется из уравнения
А 2 - Д-1 = 1. (9)
После несложных вычислений получаем N = 7. Однако из теории проектирования ЦУГ известно [3], что существенная разница между количеством бит в значении фазы N и разрядностью ЦАП т = 12 нежелательна, поэтому в нашей реализации N = 12.
Итоговый отчет о задействованных в проекте ресурсах ПЛИС приведен в табл. 1.
Таблица І
Ресурс Задействовано (ед.) Доступно (ед.) Процент использования
Триггеры 42 11 776 1%
4-входовые логические генераторы 54 11 776 1%
Конфигурируемые логические блоки (секции) 31 5 888 1%
Блоки ввода/вывода 8 372 2%
БСМ 1 8 12%
Модули встроенной блочной памяти 1 20 5%
5. Заключение
По своей структуре рассмотренный в статье модулятор способен генерировать не только двоичные, но и многопозиционные сигналы МНФ с постоянным и циклически изменяющимся индексом модуляции. Размер первичного алфавита, количество и значения индексов модуляции задаются содержимым таблицы А] (8). Эта возможность была использована нами в конечной реализации. Устройство способно генерировать любой из двух видов сигнала: ЦИИМ с двумя чередующимися индексами модуляции (2/4,3/4) и сигнал с минимальной частотной манипуляцией (МЧМ). На рис. 3 представлены экспериментально измеренные спектры этих сигналов.
Устройство разрабатывалось в рамках научно-исследовательской работы, проводимой Московским государственным институтом радиотехники, электроники и автоматики (Технический университет).
а б
Рис. 3. Спектры мощности сигналов (а) ЦИИМ (2/4,3/4) и (б) МЧМ при скорости передачи данных 62,5 кбит/с. Шаг сетки по горизонтали - 50 КГц, по вертикали - 10 дБ. Изображения получены на экране цифрового осциллографа Tektronix TDS-2024
ЛИТЕРАТУРА
1. Емельянов П.Б., Парамонов А.А. Дискретные сигналы с непрерывной фазой // Зарубежная радиоэлектроника. - 1990. - №12. - С. 17-34.
2. Soucek B. Minicomputers in Data Processing and Simulation. - New York.: J. Wiley, 1972.
3. Kroupa V. F. Direct Digital Frequency Synthesizers. - IEEE Press, 1999.
FPGA REALIZATION OF MULTI-H CPM MODULATOR
Unger A.U., Bondarev U.S.
The possibility of digital implementation of continuous phase modulator (CPM) for signals with cyclically changing modulation index (multi-h) on basis of field-programmable gate array (FPGA) is considered. The structure and the realization of such a modulator are detailed. Modulator output signal spectra are represented.
Key words: continuous phase modulator, field-programmable gate array (FPGA), minimum shift keying (MSK).
Сведения об авторах
Унгер Антон Юрьевич, 1986 г.р., окончил МИРЭА (2009), аспирант кафедры радиоприемных устройств МИРЭА, автор 1 научной работы, область научных интересов - радиосвязь, системы передачи дискретной информации.
Бондарев Юрий Степанович, 1946 г.р., окончил Минское высшее инженерное зенитно-ракетное училище ПВО, Военную командную академию ПВО, Военную академию Генерального штаба, доктор военных наук, автор 73 научных трудов, область научных интересов - строительство Вооруженных сил РФ, техника и применение систем радиоэлектронной борьбы.
