Проектирование блока петлевого фильтра с эквивалентным умножением емкости конденсатора для интегрального синтезатора сетки частот на базе ФАПЧ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

удк 621.3.049.774: 621.374.4

DESIGN OF ON CHIP INTEGRATED PLL FREQUENCY SYNTHESIZER LOOP FILTER WITH CAPACITANCE

MULTIPLIER

Zaitsev Andrey Alekseevich, senior engineer, Scientific research institute of computing devices and control systems, National research university «Moscow Institute of Electronic Technology», andazaitsev@mail.ru

Abstract. The distinctive features of PLL frequency synthesizer design, intended for use inside integrated chip, are considered. There two schemes of PLL loop filter (LF) with equivalent capacitance multiplier of isodromic circuit, based on an additional charge pump, are in detail considered. The expressions for research of changes of amplitude-phase frequency characteristics of the equivalent LF owing to infringement of the required value of impulses of the basic and additional charge pump on account of process deviation at the time of chip production are received. These expressions allow determining of expedient capacitance multiplier value. Moreover, the ways for increasing of equivalent LF slew rate for fast frequency setting transient response are offered.

Keywords: PLL frequency synthesizer; loop filter capacitance multiplier; fast frequency setting transient response.

ПРОЕКТИРОВАНИЕ БЛОКА ПЕТЛЕВОГО ФИЛЬТРА С ЭКВИВАЛЕНТНЫМ УМНОЖЕНИЕМ ЕМКОСТИ КОНДЕНСАТОРА ДЛЯ ИНТЕГРАЛЬНОГО СИНТЕЗАТОРА СЕТКИ ЧАСТОТ НА БАЗЕ ФАПЧ

Зайцев Андрей Алексеевич, ведущий инженер, НИИ вычислительных средств и систем управления Национального исследовательского университета «Московский Институт Электронной Техники», andazaitsev@mail.ru

Аннотация. Статья посвящена особенностям проектирования синтезаторов сетки частот предназначенных для использования в составе интегральных микросхем. Подробно рассмотрены две схемы блока петлевого фильтра (ПФ) контура ФАПЧ с эквивалентным умножением емкости конденсатора изодром-ного звена, основанные на использовании дополнительного источника тока в составе блока накачки заряда. Для выбора рационального коэффициента эквивалентного умножения емкости конденсатора получены выражения для исследования изменений амплитудно-фазовых частотных характеристик блока эквивалентного ПФ вследствие нарушения заданного отношения площадей импульсов основного и дополнительного источников тока, вызванного технологическим разбросом при производстве кристалла микросхемы. Предложены способы увеличения скорости нарастания выходного напряжения блока эквивалентного ПФ, используемые в режимах сокращения длительности начальной стадии переходных процессов автоподстройки при переключении синтезируемых частот.

Ключевые слова: синтезатор сетки частот на базе ФАПЧ; эквивалентное умножение емкости конденсатора блока петлевого фильтра; ускорение переходных процессов автоподстройки частот.

Введение. Основной тенденцией в развитии интегральных микросхем для современных средств связи, вычислительной и телекоммуникационной техники лежит непрерывное расширение функциональных возможностей при сохранении приемлемого энергопотребления и стоимости. С целью повышения соотношения функциональность-стоимость таких микросхем стремятся разместить на кристалле как можно большее количество функциональных блоков. Снижение энергопотребления достигается использованием технологий динамического масштабирования напряжения питания и тактовой частоты функциональных блоков под запросы исполняемого приложения. Для поддержки режимов динамического масштабирования частоты современные микросхемы имеют развитую систему формирования сигналов тактовой синхронизации, основанную на использовании нескольких сложнофункциональных блоков синтезаторов сетки частот (ССЧ), построенных по принципу контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Требования улучшения характеристик блоков ССЧ определяют актуальность вопросов, связанных с их проектированием.

Усилия разработчиков блоков ССЧ, помимо расширения диапазонов входных и выходных частот, повышения помехоустойчивости и снижения энергопотребления, также направлены на повышение быстродействия переходных процессов автоподстройки при переключении синтезируемых частот и уменьшение площади, занимаемой ССЧ на кристалле микросхемы.

Ускорение переходных процессов необходимо для повышения эффективности использования технологий динамического масштабирования частоты. Одним из методов сокращения длительности начальной стадии переходных процессов является использование режимов грубой ускоренной перестройки контура ФАПЧ до входа в область малых рассогласований по частоте с последующей точной подстройкой по фазе.

Что касается уменьшения площади блока ССЧ, то основной проблемой здесь являются размеры конденсаторов петлевого фильтра (ПФ). Для минимизации площади ПФ применяют методы эквивалентного умножения емкости конденсатора, обеспечивающие многократное уменьшение емкости, требуемой для непосредственной реализации на кристалле микросхемы.

Цель представленной работы:

• рассмотреть методы эквивалентного умножения емкости конденсатора блока ПФ на базе схем с использованием дополнительного источника тока в составе блока накачки заряда контура ФАПЧ;

• исследовать изменения амплитудно-фазовых частотных характеристик блока эквивалентного ПФ из-за нарушения заданного соотношения площадей импульсов основного и дополнительного источников тока, вызванного технологическим разбросом при производстве кристалла микросхемы;

• предложить способы увеличения скорости нарастания выходного напряжения блока эквивалентного ПФ в режимах сокращения длительности начальной стадии переходных процессов при переключении синтезируемых частот.

Типовая структурная схема ССЧ на базе контура ФАПЧ. Типовая структурная схема ССЧ на базе контура ФАПЧ представлена на рис. 1 [1,2,4,5]. Импульсный частотно-фазовый детектор (ИЧФД), сравнивает положение фаз сигнала опорной частоты Fref и сигнала частоты обратной связи Fern и вырабатывает соответствующие ши-ротно-импульсно модулированные сигналы Up или Dn. По этим сигналам блок источников тока накачки заряда (ИТНЗ) вырабатывает импульсы тока /о с полярностью и длительностью в соответствии с фазовой разностью Fref и Fcnt. Под воздействием импульсов тока /о в блоке ПФ формируется напряжение Vvco для управления выходной частотой Fvco генератора, управляемого напряжением (ГУН). Таким образом, осуществляется преобразование интервалов фазового рассогласования сигналов Fref и Fcnt в изменение управляющего напряжения Vvco. Благодаря действию отрицательной обратной связи направление автоподстройки напряжения Vvco осуществляется таким образом, чтобы фаза сигнала Fcnt совпадала с фазой сигнала Fref и, тем самым, контур ФАПЧ вошел в синхронизм. Умножение контуром ФАПЧ входной опорной частоты Fref до значения выходной частоты Fvco обеспечивается делением частоты Fvco на соответствующий коэффициент N в блоке делителя частоты (ДЧ) при формировании сигнала Fcnt. В результате частота Fvco равна:

F = NF

1 VCO lyl REF •

В установившемся режиме автоподстройки частоты Fvco длительность импульсов сигналов Up и Dn, и, соответственно, импульсов тока /о, практически приближается к нулю. При этом блок ПФ сохраняет значение напряжения Vvco, под держивающее требуемые частоту и фазу сигнала Fvco.

N

Рис. 1. Типовая структурная схема ССЧ на базе контура ФАПЧ.

При проектировании ССЧ диапазоны частот Fref и Fcnt являются заданными и, соответственно, заданным является диапазон значений коэффициента N. Другими параметрами элементов контура ФАПЧ являются: амплитуда импульсов тока /о блока ИТНЗ, крутизна передаточной характеристики (коэффициент усиления) Kvco блока ГУН и частота соо полосы пропускания контура.

Минимальное значение амплитуды тока /о устанавливают исходя из условий обеспечения помехоустойчивости. Крутизну передаточной характеристики ГУН выбирают с учетом следующих противоречивых требований: для уменьшения чувствительности к шуму управляющего напряжения Vvco крутизна Kvco должна быть минимальной, но одновременно должен быть обеспечен требуемый диапазон выходной частоты Fvco с учетом ограничения диапазона управляющего напряжения Vvco. Полосу пропускания контура устанавливают исходя из значения опорной частоты Fref и требований подавления помех, вызванных импульсным характером управления, собственных шумов ГУН и других элементов. Как правило, полоса пропускания не менее, чем в 5 раз ниже опорной частоты.

Демпфирование колебаний и устойчивость переходных процессов замкнутого контура ФАПЧ обеспечивается соответствующим запасом по фазе на частоте единичного усиления контура в разомкнутом состоянии. Формирование необходимого запаса по фазе осуществляется соответствующей амплитудно-фазовой частотной характеристикой блока ПФ.

Описание блока ПФ 2-го порядка, проблема большой емкости конденсатора Cz. На рис. 2 представлены две типовые структурные схемы пассивного ПФ 2-го порядка [3-5]. На рис. 3 представлена амплитудно-фазовая частотная характеристика блока ПФ рис. 2. Блок

ПФ является инерционным пропорционально-интегрирующим звеном, образованным интегрирующим звеном СрСг и изодромным звеном ЯгСг. Под воздействием заряда, вносимого током /о, на конденсаторе Сг формируется управляющее напряжение Уусо. Изодромное звено ЯгСг осуществляет частотную коррекцию контура ФАПЧ для создания необходимого запаса по фазе. Кроме того, за счет конденсатора, образованного последовательным соединением Сг и Ср, уменьшаются пульсации напряжения Уусо во время действия импульсов тока /о. После окончания действия импульсов тока /о, заряд конденсатора Ср разражается через резистор Яг и напряжение на Ср становится равным нулю.

а) б)

Рис. 2. Типовые структурные схемы пассивного ПФ 2-го порядка.

Импеданс блоков ПФ рис. 2 равен:

Z(s) =

st7 +1

sCz{stp +l)

, где

Tz ~ Rz (cz + Cp) — ,

CÚry

Tp ~ R-Z^P ~

COp

Частота coolfявляется геометрическим средним частоты нуля coz и частоты полюса сор:

&olf =л]о)20)р .

Частота coqlf характеризуется тем, что на ней блок ПФ имеет минимальное фазовое запаздывание, т.е. максимальный запас по фазе (Polf до значения -90°.

Введем параметр Wlf, характеризующий ширину интервала между частотами coz и сор:

W =

lf

со7

Частоты нуля и полюса связаны с coolf через Wlf как:

WfiTF

°>Z=^= И Mp=<»0LF

^Vlf

Л&

Значение ^Tlf зависит от запаса по фазе как:

1 + sin <p0LF

W =

rr lf

l-sin^W

OIF

CO

<p

-20dB

-20dB

-90°

Рис. 3. Амплитудно-фазовая частотная характеристика блока ПФ 2-го порядка.

Коэффициент передачи для блоков ПФ рис. 2 равен:

Ж

На основании того, что коэффициент передачи разомкнутого контура на частоте полосы пропускания соо равен единице, запишем следующее равенство:

^LF^VCO _ |

В результате из представленных выше выражений определим элементы ПФ рис. 2:

N W -1 1 W -1 С

R = О) ■ С — 1 . LF 1 Q _ W

^o^vco WLF co0LFRz -\JWlf Wи? —1

Емкость конденсатора Cz также может быть представлена как:

IК W

£ _ О VCO . LF

Z g>IlfN'Jw^'

Из данного выражения следует, что емкость конденсатора Cz обратно пропорциональна квадрату от coqlf. Так как при проектировании контура ФАПЧ стремятся, чтобы частота coqlf блока ПФ и частота coq полосы пропускания контура совпадали, то емкость Cz резко возрастает с уменьшением соо.

На практике емкость конденсатора Cz может составлять 100 пФ и более, что при интегральной реализации на кристалле микросхемы требует большой площади. Отношение емкостей конденсатора Cz и Ср иллюстрирует следующий пример: при запасе по фазе <p0LF ~ 56,5°

интервал Wlf равен 11 и емкость конденсатора Cz в 10 раз превышает емкость Ср [2].

В современных субмикронных КМОП технологиях наименьшую площадь на кристалле СБИС занимают активные элементы, а наибольшую - пассивные, и особенно конденсаторы. Таким образом, величина емкости конденсатора Cz является основным препятствием на пути уменьшения площади блока ПФ и, соответственно, блока ССЧ в целом, что является проблемой, учитывая стоимость площади кристалла.

Реализация блока ПФ с эквивалентным умножением емкости конденсатора изодромного звена. Для решения задачи минимизации площади блока ПФ разработаны методы эквивалентного умножения емкости конденсатора Cz, позволяющие многократно уменьшить его значение и, соответственно, уменьшить суммарное значение емкости конденсаторов блока ПФ в целом. При этом обеспечивается полное сохранение ПФ заданных амплитудно-фазовых частотных характеристик.

На рис. 4 представлены блоки ПФ с эквивалентным умножением емкости конденсатора Cze, использующие в составе блока ИТНЗ дополнительный источник тока, подключенный к конденсатору Cze и, синхронно с основным источником, вырабатывающий импульсы тока Ice [3]. На рис. 4,а импульсы тока Ice имеют направленность противоположную основному току /о. На рис. 4,6 импульсы тока Ice имеют направленность аналогичную основному току Iqe. Цель использования дополнительного источника тока - уменьшением количества тока,

используемого для перезаряда конденсатора Cze, уменьшить его емкость.

Существенной особенностью блока ПФ рис. 4,6 является то, что в режиме хранения заряда потенциал напряжения цепи Ice равен потенциалу общий («земля») напряжения питания. Данное обстоятельство является проблемой для корректной работы выхода блока ИТНЗ так как в случае отрицательного направления тока Ice этот потенциал должен стать ниже потенциала «земли». Таким образом, для блока ПФ рис. 4,6 необходимо создавать потенциал «виртуальной земли», что усложняет его схему.

а) 6)

Рис. 4. Блоки ПФ с эквивалентным умножением емкости конденсатора Cze.

Обозначим М - коэффициент эквивалентного умножения емкости Cze:

CZ=MCZE

Тогда суммарная емкость Сее конденсаторов эквивалентных ПФ рис. 4 по сравнению с суммарной емкостью Се исходных ПФ рис. 2 будет уменьшена как:

'i _

MW,

lf

""le

M + Wjj- 1

В результате блок ССЧ будет занимать на кристалле микросхемы намного меньшую площадь, даже, несмотря на необходимость использования дополнительного источника тока в блоке ИТНЗ. Импеданс блока ПФ рис. 4,а равен:

sRz(Cze+Cp) + 1

СЕ

stz+1

h scze Hz ср +1) sczeiq sCZE xp +1)

'o Ice

Г

'ТЕ

^о Ice

+ СЕ

где: rz = Rz Импеданс блока ПФ рис. 4,6 равен:

тр — RZCP.

г ( т Л \

sRz г ТЕ 1+ СЕ т + Ср

V v Л0 Е J J

stz+1

sC,

ТЕ

г г

r I Л

1 + ÍCE

V ^о е j

(sRzCP +1) sC

(лгг^+1)

где: tz = R Ток Ice равен:

ZE

v

1 + ICE_ V y

+ CE

, Tp RzCp, /0 /0£ + /C£..

i CE ~ Л)

fl-" l Л/у

Ток /о£ равен:

т —Т —Т — ^о — IСЕ

0Е -'о -'ce . , !

М М -1

При подстановке Cze, /се и /ое в выражения и получим, что и 7ji(s) равны импедансу Z(s) рис. 2.

Выбор коэффициентам с учетом изменений характеристик эквивалентного ПФ вследствие нарушения заданного отношения площадей импульсов основного и дополнительного источников тока. Технологический разброс при производстве кристалла микросхемы приводит к отклонениям от требуемых параметров не только значения конденсаторов Ср и Cz и резистора Rz блока ПФ, но амплитуд основного и дополнительного источников тока блока ИТНЗ. Также возможно нарушение равенства длительностей и синхронности переключений импульсов токов. Таким образом, следует говорить об отклонении от заданного значения отношения площадей результирующих импульсов токов блока ИТНЗ. Обозначим этот параметр как &

Пусть М^ - результирующий коэффициент умножения емкости конденсатора Cze с учетом воздействия di равный:

M{5I)=M{\ + SM),

где 8М характеризует отклонение М^ от исходного М.

Изменение коэффициента М вызывает соответствующее изменение характеристик блока ПФ с умножением емкости конденсатора Cze и нарушает его эквивалентность по отношению к исходному ПФ рис. 2.

Обозначим М\ коэффициент эквивалентного умножения для блока ПФ рис. 4,а и найдем выражения для определения степени его изменения и, соответственно, характеристик ПФ из-за нарушения заданного отношения площадей импульсов токов /о и Ice.

Пусть площади импульсов токов по цепям Ice и /о отклоняются от требуемых значений на соответствующие коэффициенты дice и ¿)/o. Тогда отношение результирующих токов ICES и IQS может быть выражено через отношение исходных токов Ice и /о как:

1СЕ8 _ 81СЕ1СЕ _ \ + Sn), где 5п = IcEsh -\=SlCE ~SlQ

т я т т т т я

10S °1010 0 i0 S1CE °10

Если значения результирующих токов 1СЕ5 и Ios представлены как суммы исходных токов и их отклонений AIce и AIq, то:

ICES _ IСЕ + ^се _ ^СЕ Л + g \ е g _ ^СЕ^О ~ ^О^СЕ Ios IQ + А/0 /0 nh 71 /ет(/0+А/0)

Значение дм\ для ПФ рис. 4,а из-за воздействия дп равно:

_ г„(м,-1)

В результате, с учетом воздействия дп, блок ПФ рис. 4,а будет эмулировать ПФ рис. 2 с значениями емкости и тока IQ(Sl) Рав~

ными:

CZ{S,) = (l + Cze ' h(8I)=hs-

Для определения максимально допустимого дп при заданных М\ и óм\ и, соответственно, максимального М\ при заданных дм\ и дп служат следующие выражения:

М, =_—+ 1> sn= Sm

8n{Sm+\) ' n (^+1X^-1)" Для блока ПФ рис. 4,6 обозначим коэффициент эквивалентного умножения как Мг и найдем выражения для определения степени его изменения из-за отклонения дп от требуемого значения отношения площадей результирующих импульсов токов ICES и I0ES.

Отклонения отношения площадей импульсов результирующих токов 1СЕ5 и IQES от требуемого значения выразим как:

IçES _ ^ICE^CE _ IçE g ^ Где g _ IÇESIQE _ j _ 8ICE ~ 8IOE

T Я T 1 и** т т я

i0ES IOE 0E i0E 1 OES1 CE °IOE

или

ICES _ 1CE + ^CE _ 1CE (i - о \ „„ s¡ _ ^СЕ^ОЕ ~ E^CE

T ~ T - АГ ~ T " 12'' Д 12 т (т . at \

*0ES *0E~t~^L0E *0E * CE \L 0E ^ 0E )

Тогда величина 8мг отклонения коэффициента умножения Мг эквивалентного ПФ рис. 4,6 из-за воздействия 8п:

^М2 ~ & 12

M,;

С зачетом Зп блок ПФ рис. 4,6 будет эмулировать ПФ рис. 2 с значениями емкости и тока и равными:

^z{si ) ~ (l + &м2 y^l^ze » h{sl) = es + ices '

При заданных 8ш и ôn значение Мг равно:

М2= —^—.

При заданных Мг и 8т значение 8п равно:

М„

^12 ~ &М2

М2-1

Следующие выражения служат для сравнения между собой чувствительности характеристик эквивалентных ПФ рис. 4 к отклонению от требуемого отношения площадей импульсов основного и дополнительного источников тока блока ИТНЗ.

Для заданных Ми 81 отношение 8м\ и 8т равно:

М

дМ2 1+^(1 -му

Из данного выражения следует, что если 81 стремится к нулю, то отклонение 8М2 для ПФ рис. 4,6 вМраз меньше, чем отклонение 8М1

для ПФ рис. 4,а. При увеличении 81 эта разница увеличивается или уменьшается в зависимости от знака Зь

Для заданных 8м и 81 отношение М\ и Мг равно:

М1=1 82м(31 +1) М2 8}(8м+1)' Для заданных Ми 8м отношение 8п и 8п. равно:

_ 1

з12 м{зм +1)

Данное выражение является наиболее наглядным и из него следует важный вывод: для ПФ рис. 4,6 максимально допустимое значение 81 в М(8м+1) раз больше чем 81 для ПФ рис. 4,а.

Нарушение синхронности переключений импульсов основного и дополнительного источников тока блока ИТНЗ при условии сохранения требуемого соотношения площадей импульсов приводит для ПФ рис. 4,а к существенному по сравнению с ПФ рис. 4,6 увеличению пульсаций выходного напряжения Уусо. Это связано с тем, что

импульсы токов /о и Ice ПФ рис. 4,а имеют противоположную направленность, а импульсы токов /ое и Ice ПФ рис. 4,6 имеют одинаковую направленность. Таким образом, нарушение синхронности переключений Ioe и Ice для ПФ рис. 4,6 практически не приводит к увеличению пульсаций напряжения Vvco.

Для уменьшения 5/ группы транзисторов, формирующих заданное отношение площадей импульсов основного и дополнительного источников тока, выполняют в виде матрицы массива-центроида.

Способы увеличения скорости нарастания выходного напряжения блока эквивалентного ПФ. Помимо малой площади дополнительным требованием к блоку ПФ является возможность увеличения скорости нарастания его выходного напряжения Vvco, что используется для повышения эффективности режимов сокращения длительности начальной стадии переходных процессов автоподстройки при переключении синтезируемых частот.

Напряжение Vvco формируется потенциалом конденсатора Cze и, таким образом, требуется возможность ускоренного перезаряда именно Cze. Для реализации этой функции предлагаются три способа для ПФ рис. 4,а и два способа для ПФ рис. 4,6.

Для блока ПФ рис. 4,а суть способов ускорения перезаряда Cze и соответствующие значения ускорения нарастания выходного напряжения Vvco представлены в табл. 1. При этом направление тока по цепи Ice меняется на противоположное, т. е. на совпадающее с направлением по цепи /о. Изменение направления тока Ice на противоположное обеспечивается за счет смены между собой сигналов Up и Dn управления дополнительным источником тока блока ИТНЗ и реализуется соответствующей цифровой коммутацией.

Таблица 1. Способы ускорения перезаряда Cze блока ПФ рис. 4,а.

Ток цепи Ток цепи Значение ускорения нарастания

/о Ice напряжения Vvco

1 /о -Ice 2М— 1

2 /о -lo 2М

3 0 -Ice М- 1

При первом способе амплитуда тока по цепи Ice остается без изменений. Во втором способе амплитуду тока по цепи Ice устанавливают равной амплитуде по цепи /о, что несколько усложняет схему блока ИТНЗ. Значения ускорения нарастания выходного напряжения для первого (2М- 1) и второго (2М) способов практически равны.

При третьем способе ток по цепи /о равен нулю, что реализуется блокировкой сигналов Up и Dn управления основным источником

тока. Ускорение нарастания напряжения Vvco равно М— 1. Особенностью этого способа является то, что после окончания действия тока Ice отсутствует изменение напряжения Vvco из -за разряда конденсатора Ср через резистор Rz (так как ток через Ср практически отсутствует).

Для блока ПФ рис. 4,6 способы и значения ускорения нарастания выходного напряжения Vvco представлены в табл. 2. Так как коэффициент М эквивалентного умножения емкости Cze обычно больше 2 и, соответственно Ice больше Ioe, то предлагается амплитуду тока по цепи Ioe приравнять к амплитуде тока Ice.

Таблица 2. Способы ускорения перезаряда Cze блока ПФ рис. 4,6.

Ток цепи Ток цепи Значение ускорения нарастания

Ioe Ice напряжения Vvco

1 Ice Ice М- 1

2 Ice 0 М- 1

При первом способе амплитуда тока по цепи Ice остается без изменений. Во втором способе ток по цепи Ice равен нулю. При этом ускорение нарастания напряжения Vvco одинаковое и составляет М- 1.

Равенство коэффициентов ускорения объясняется тем, что ток дополнительного источника тока расходуется через резистор Rz, а напряжение на конденсаторе Cze, как уже было отмечено, изменяется только током по цепи Ioe, который в обоих случаях одинаковый. Отличие заключается в разном напряжении на конденсаторе Ср (в первом случае больше) с которого начинается разряд Ср через Rz после окончания действия импульсов токов.

Заключение. В качестве заключения можно сказать следующее:

1) Получены выражения для исследования изменений значения дм результирующего коэффициента умножения М^ емкости конденсатора Cze эквивалентных ПФ из-за отклонения di от заданных значений токов основного и дополнительного источников тока блока ИТНЗ вследствие технологического разброса. Также получены выражения для определения максимально допустимого di при заданных М и дм и максимального М при заданных дм и di. Данные выражения позволяют осуществить выбор рационального значения коэффициентами оценить воздействие дестабилизирующего фактора di па. контур ФАПЧ в целом.

2) Предлагаются решения управления основным и дополнительным источниками тока блока ИТНЗ для увеличения скорости нарастания выходного напряжения блока эквивалентного ПФ, что используется в режимах сокращения длительности начальной стадии переходных процессов автоподстройки частот.

3) Если сравнивать между собой эквивалентные ПФ рис. 4, то для малых öi отклонение А/^ от исходного М для ПФ рис. 4,6 в М

раз меньше, чем для ПФ рис. 4,а. Что касается меньшей по сравнению с рис. 4,а скорости нарастания напряжения Vvco в режимах сокращения длительности начальной стадии переходных процессов, то в критичных к этому параметру применениях решением является увеличение в соответствующих режимах в амплитуды выходного тока блока ИТНЗ. Это усложнит схему блока ИТНЗ, но преимущество по меньшей чувствительности к Sib большинстве случаев является более приоритетным. При этом необходимо учитывать, что использование блока ПФ рис. 4,6 требует создания для него потенциала «виртуальной земли».

Таким образом, представленные выражения для исследования изменений характеристик блоков эквивалентных ПФ и способы ускорения нарастания выходного напряжения Vvco могут быть рекомендованы к использованию при проектировании быстродействующих ССЧ на базе контура ФАПЧ для применения в составе интегральных микросхем.

Библиографический указатель:

1. Зайцев A.A. Импульсный частотно-фазовый детектор // Пат. РФ №2483434. МПК H03D 13/00. - Оп^бл. 27.05.2013, Бюл. № 15.

2. Зайцев A.A. Развитие методов построения фильтра контура управления интегральных быстродействующих синтезаторов частот на базе ФАПЧ // Теоретические и практические аспекты технических наук: сб. статей Междунар. науч.-практ. конф. (29 декабря 2014 г., Уфа). -Уфа: Аэтерна, 2014. - С. 23-31.

3. Dosho S. Low-pass filter, feedback system, and semiconductor integrated circuit // Pat. US № 7078948. Int. CI H04B 7/197. - Date of patent 18.07.2006.

4. Kroupa V.F. Phase lock loops and frequency synthesis. - Wiley, 2003.-334 p.

5. Shu K., Sanchez-Sinencio E. CMOS PLL synthesizers: analysis and design. - Boston: Springer Science, 2005. - 216 p.