CC BY
201
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
А» = AnlGio,, (sц,вц)4G'Gr (вц,Р„)>
х exp
(JV о Д1)
exp
Jm
j2k^l2(v - V )r T
xp Д1 {к) + N Д1>г-(k); (2)
42,W)= AGд2 (sц,p„),/g7Gr,(sц,P„)x
x expj
(J Vc д 2 )exP f J2n— 2(V - V )rT
V
УДК 621.396.677
© Д. С. Григорян, С. Н. Барсуков, С. В. Шмонов, 2015 Обратный моноимпульсный доплеровский радиопеленгатор с ортогонально-частотным разделением каналов
Рассмотрен принцип построения цифрового обратного суммарно-разностного моноимпульсного доплеровского радиопеленгатора с ортогонально-частотным разделением суммарного и разностных каналов. Показано, что такой принцип построения в режиме приёма позволяет компенсировать помеху с направления главного максимума диаграммы направленности без искажения информации об угловых рассогласованиях цели, заложенной в зондирующем сигнале, путём одновременного излучения суммарным и разностными каналами. Приведена зависимость фазовых ошибок измерения угловых рассогласований от разности частот суммарного и разностных каналов.
Ключевые слова: моноимпульсный радиолокатор, суммарный канал, разностный канал.
Введение
Защитить радиолокационный угловой дискриминатор от помехи, действующей с направления основных лепестков диаграмм направленности (ДН) антенн, можно, если построить его по схеме обратного моноимпульсного радиолокатора [1]. Принцип построения такого радиолокатора (в отличие от традиционного «прямого» моноимпульсного радиолокатора) заключается в том, что на излучение работает не только суммарный канал (излучает антенна суммарного канала), но и разностные каналы (излучают антенны разностных каналов). При наличии помехи во время приёма сигналы обрабатываются несколькими независимыми каналами, а результаты оптимальной обработки используются для вычисления корреляционной матрицы помехи и её последующего подавления весовым суммированием сигналов приёмных каналов. В разностях амплитуд и фаз некомпенсированных сигналов (сигналов, переотражённых от цели), которые излучались суммарным и разностными каналами, содержится информация об угловых рассогласованиях цели относительно равносигнального направления (РСН). В [1] показано, что отражённые от цели сигналы, излученные суммарной и разностными диаграммами направленности, в приёмных каналах обратного моноимпульсного пеленгатора после всех процедур преобразования и цифровой корреляционно-фильтровой обработки могут быть представлены в виде дискретных спектров:
М*) = Gz (sц, рц ) VG;G (sц, рц )х
Х РД2 (к)+ Nд2>Д k) ,
(3)
где ЛЕ =
P aXl
’’ АД1
P oP
'Д1
V (4п)D()’ Д1 Ц(4я)ОЦ()
АД 2
P аА2
Д 2
амплитуды сигналов,
(j Woi)exP^j2nff-2(v - V)r •Tjx
x exp (j Wo z)exp ^ j2n~^
xp #)+N s,r'(k);
(1)
V (4n)3 D (()
определяемых уравнением радиолокации (с допущением, что за время обработки её изменения во времени не существенны);
P - пиковая мощность передатчика;
о - средняя эффективная площадь рассеяния цели на момент отражения пачки импульсов;
XS=fS/c - рабочая длина волны на частоте fS;
1A1=fA1/c - рабочая длина волны на частоте Лй
1A2=fA2/c - рабочая длина волны на частоте fD2;
fS=f0+AfS - частота излучения суммарным каналом S;
fA1=f0+AfA1 - частота излучения разностным каналом А1;
fA2=f0+AfA2 - частота излучения разностным каналом А2;
AfS(Ai А2) - сдвиг частоты суммарного S и разностных А1, А2 каналов относительно не-
11
| Электроника. Радиотехника |
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
| Электроника. Радиотехника |
сущей частоты f0 (в частном случае AfS=0, т. е.
/х=/0; AfDi=Af; ¥м=f0+Af; AfM=2Af; т. е. ¥ы= =fo+2Af);
Dn(t)=Do-Vt;
D0 - начальная дальность цели на момент начала излучения пачки импульсов квазинепрерывного излучения (КНИ);
V - радиальная скорость цели;
GS, GA1, GA2 - антенные коэффициенты усиления суммарного и разностных каналов на передачу;
GS(A1 A2)(s,P) - комплексная характеристика направленности (ХН) суммарного (разностных) канала на передачу;
ец, Ьц - угловые рассогласования цели относительно РСН;
Gr - коэффициенты усиления антенн приёмных каналов с номерами r—0, 1, 2, 3;
Gr, (s,P) - комплексная ХН приёмного канала с номером Г на приём;
y0S=-2p 2 D0 fS/c - начальный «набег» фазы на частоте fS;
y0A1=-2p 2 D0fA1/c - начальный «набег» фазы на частоте fA1;
y0A2=-2p 2 D0fA2/c - начальный «набег» фазы на частоте fA2;
7z
Р Е
{к ) =
^ win{n)exp I j2nl — 2V - к AF \Atn
n=0 v v c J
\
J .
N-1
-’Д!
(k )=
n=0
N
'/да c
^ win (n )exp I j2n\2A12V - k ^ Шп
'A 2
(k ) =
n=0
N
7a_2
c
^ win (n)exp I j2nIfA2 2F - k AF Wn
помощью аналогово-цифрового преобразователя - АЦП, преобразования частоты вниз и фильтрации-децимации);
AF=At/N - шаг частоты фильтров ДПФ; n - индекс временных отсчётов; win(n) - весовая оконная функция [3];
V - оценка радиальной скорости цели;
T - временной интервал разноса излучений суммарным и разностными каналами (при излучении суммарным каналом r-0, при излучении разностными каналами A1, A2, r=1 и r=2);
N-1
^win(n) Ё,z/(n)exp(-j2пкAFAtn )
N су( к ) = ^-----1
N
N л,./( к )=
IX —I
^win(п)ёА1 r,(n)exp(-j2nkAFAtn )
n=0
N
N л U k )=
IX —i
^ win (и )Ё, л2 r,(n)exp (- j 2nk ЛF Лм)
n=0
N
- комплексные функции рассогласования резонансной частоты kAF доплеровского фильтра ДПФ - дискретного преобразования Фурье с номером k и частоты Доплера цели
FAE=fs 2V/c=2V/1s, Faai= fAl2V/c=2V/XAl, F^=
fA22V/ C= 2V/1m, для частот fS , fAV fA2 (1S= c/fS, AA1=cfA1, 1AA2=c/f4A2);
k - индекс частоты (номер доплеровского фильтра ДПФ);
N - количество дискретных отсчётов сигнала, следующих с тактом дикретизации At (после выполнения процедур оцифровки с
- спектры комплексного шума £ Е>/(и), £ Д1у(и) Ё,д2/(и) приёмного канала с номером Г в момент излучения суммарным или разностными каналами.
В [1] показано, что при временном разделении суммарного и разностных каналов с интервалом T имеет место паразитный набег фазы 2nfr2(v - V)r • T / c, обусловленный ошибкой оценки V радиальной скорости цели V, где r=0, 1, 2. Ещё один недостаток временного разделения каналов - неравномерное распределение во времени зондирующих пачек в реальной аппаратуре. Чем больше ошибка оценки разности интервалов зондирования во времени, тем больше ошибка по фазе. Кроме того, если цель маневрирует, т. е. радиальная скорость на интервале зондирований непостоянна (V^const) , то фазовая ошибка между комплексными отсчётами ДПФ суммарного и разностных каналов будет увеличиваться. Резкое нарастание амплитуды во времени AS, Aa1, AA2 от зондирования к зондированию может кроме фазовых ошибок внести и амплитудную ошибку. Моделирование моноимпульсных устройств показывает, что в фазовых и в фазовых суммарно-разностных системах,
12
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
в которых основным носителем угловой информации является разность фаз колебаний сигналов суммарного и разностных каналов, даже небольшие колебания оценок параметров движения приводят к существенным фазовым ошибкам. В традиционных «прямых» фазовых (фазовых суммарно-разностных) моноимпульсных системах, в которых излучает суммарный канал, а для обработки используются и суммарный и разностные каналы, устранение фазовых ошибок требует одновременного (синхронного) приёма этими каналами. Для реализации «обратных» фазовых (фазовых суммарно-разностных) моноимпульсных систем предпочтительно одновременное излучение как суммарным, так и разностными каналами, т. е. необходимо искать другие (не временные) способы разделения каналов.
Цель работы - показать принцип построения цифрового обратного суммарно-разностного моноимпульсного доплеровского радиопеленгатора с ортогонально-частотным разделением каналов, обеспечивающего возможность выделения угловых рассогласований цели путём вычисления отношений пере-отражённых от цели сигналов, одновременно излучаемых суммарным и разностными каналами.
Четырехканальный импульсно-доплеровский радиопеленгатор с цифровым диаграммообразованием на передачу и приём
Одним из известных способов разделения сигналов пространственных каналов при их одновременном излучении является частотное разделение, когда каждый канал излучает на своей частоте [2], а при приёме сигналы всех каналов принимаются и обрабатываются одним (в частности суммарным) каналом. Современные достижения в области техники цифрового формирования и обработки сигналов позволяют создать цифровую антенную решётку, имеющую четыре приёмопередатчика (рис. 1), в каждом из которых с помощью устройств прямого цифрового синтеза формируются цифровые сигналы произвольной формы. Цифровые сигналы преобразуются в аналоговую форму на несущую частоту и излучаются секторами антенны с номерами /=0, 1, 2, 3 . Ниже рассмотрены общие принципы
формирования и обработки сигналов 4-канального радиолокатора.
Типовой цифровой 4-канальный импульсно-доплеровский следящий радиолокатор может иметь в своем составе 6 основных элементов: антенну из четырёх секторов, аналоговую высокочастотную часть, задающий генератор, высокоскоростную цифровую часть, блок адаптивной обработки сигналов, блок выделения сигнала ошибки (ВСО). Синтезатор частоты на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) задающего генератора, тактируемой сигналом высокостабильного опорного генератора (ОГ), с помощью генератора, управляемого напряжением (ГУН), и умножителя частоты вырабатывает колебания сверхвысокой частоты 2^=0-/^, поступающие на вход гетеродина четырех приёмо-передающих модулей (ППМ). Кроме того, частота колебаний ГУН /гун с помощью делителя понижается до опорной частоты Fm. Эти колебания тактируют цифровые устройства формирования и обработки сигналов цифровой высокоскоростной части, которая содержит 4 синтезатора прямого цифрового синтеза, формирующие цифровые комплексные колебания exp(j2pAfEnAt), exp(j2pA/D1nAt), exp(j2pA/D2nAt) и ехр(]2к/прпAt) на сдвигах частот суммарного и разностных каналов AfS AfA1 и AfA2, а также на промежуточной частоте f
пр
Цифровые сигналы на частотах суммарного и разностных каналов подаются на 4 сумматора, в каждом из которых они складываются друг с другом, предварительно получив сдвиг по фазе на 0 или 180° в зависимости от сектора антенны. В каналах секторов антенны с номерами /=0, 1, 2, 3 сигнал формируются так:
s0 (n) = i^Eexp(j 2nAfE nAt)+i^A1exp(j 2nAfA1nAt )-
- Ea 2exp(j2nA/A 2nAt); (4) s1 (n) = i^Eexp(j 2nAfE nAt)+ i^A1exp(j 2nAfA1nAt)+
+ ЕД 2exp(]2nAf\ 2nAt); (5)
У (n ) = Ezexp(j 2nA/E nAt)- Eд!ехр(j InAf^nAt)+
. + 4 2ехР(|2пА/д 2nAt); (6)
s3 (n) = EEexp(j2nAfE nAt)- EA1exp(j2nAfA1nAt )-
- Ea 2exp(j2nA/, 2 nAt). (7)
13
| Электроника. Радиотехника |
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз-Антей» | №3, 2015
4--
| Электроника. Радиотехника |
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
где ES, ЁА1, ЁА2 — амплитуды сигналов суммарного и разностного каналов при зондировании. Цифровые сигналы (4)-(7) преобразуются на промежуточную частоту путём умножения на колебания ехр(]2р/риАД, после чего их вещественные части с помощью цифроаналогового преобразователя (ЦАП) преобразуются в дискретные колебания напряжения промежуточной частоты и подаются в ППМ, где с помощью фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) выделяется нужная гармоника спектра дискретного сигнала ЦАП, которая усиливается в усилителе промежуточной частоты (УПЧ). Усиленный сигнал подаётся на преобразователь частоты (ПЧ), переносится на несущую частоту /о, усиливается усилителем мощности (УМ) и подаётся через циркулятор (Ц) на соответствующий каналу сектор антенны. Электромагнитные колебания, излученные секторами антенны в направлении, которое определяется угловыми координатами е, b, можно представить в виде:
E0(t) = G0 (е, Р) Еexp(j 2n(f0 +f)t) +
+ EД1ехр(j 2п(/0 + А/Д1 )t) -
- E 2exPr(j 2п(/о + А/д 2 У)];
Ei(t) = Gi (е, e)pzexP(j 2n(/o + A/Z)t ) +
+ ^^Aiexp(j 2п(/о + А/Д1 )t) +
+ EA2eXP(j 2п(/0 + А/д2 У)];
E2(t) = G2 (e, P) [E^zexp(j 2n(/0 + A/z )t )-
- 2пС/с + А/Д1 )t) +
+E 2exp(j 2п(/с + А/д 2 У)];
E3(t) = G (e, p) \esexp(j 2л(/0 + A/ )t )-
- EAiexP(j 2п(/0 + А/Д1 )t) -
- EA2exp(j 2я(/0 + А/д2 )t)].
При суперпозиции полей этих сигналов в дальней зоне имеют место электромагнитные колебания, описываемые во времени как
Щ = i Щ = 4(')+E* (t)+£а 2 ('). (8)
i=0
где E (t) = EzexP(j 2п(/о + A/z)t )х
X Go (в, в)+G (в, в) + 02 (в, в) + (/ (в, р)] =
= EzGz (е, p)exp(j 2к(/0 + А/ У);
Яд1 (f) = ^^Aiexp(j 2л(/о + А/Д1 )f )х
x[g0 (в,Р) + (7, (в, в)- G2 (в, в)- G3 (в,р)] =
= Ед Ai (е, p)exp(j 2п(/о + А/м >);
ЕД2 (t) = ЕД2exp(j 2п(/0 + А/д2 /)Х x[Gо (в, р) + а (в, р)- G2 (в, р)- Gз (в, р)]=
= ^Д2<^д2 P)exp(j 2п(/0 + А/д2 >).
Таким образом, очевидно, что, фазируя цифровые сигналы на частотах / А/А1 и А/А2 на этапе их цифрового синтеза так, как показано на рис. 1, на передачу одновременно можно сформировать суммарную и две разностные ДН на разных частотах /0+A/S, /о+А/А1
и /о+А/А2.
Ортогонально-частотное разделение суммарного и разностных каналов
Очевидно, что отражённый от цели сигнал, принятый каждым сектором антенны, будет состоять из суммы сигналов суммарного и разностных каналов, переотражённых от цели. После цифровой корреляционно-фильтровой обработки спектр сигнала сектора антенны с номером Г будет состоять из суммы спектров (1)—(3) сигналов суммарного и разностных каналов, т. е.
Sr(k) = )+ S„Ak)+ 4iy(k). (9)
При одновременном излучении суммарным и разностными каналами (7=0) в спектрах сигналов (1)—(3) множитель exp (j 2 л/ 2(v - V)r • T / c)= 1, исходя из чего получим спектр сигнал канала Г в виде Sr, {к) = Ayfo^Ga (в, в) д/gTGr, (в, e)exp (j уoZ)x X р,(k)+ А^GД1 (в, в) jo;Gг, (в, P)x X exp (j v0Д1) pД1(k) + AtJg~Ga2 (s, p^/^ X
x G , (s, e)exp (j у о д 2) p д 2 (k) + 77r, (k), (10) где N r -( к) — спектр суммы собственных шумов приёмного канала r\ После выполнения операции дискретного преобразования сигналов во время корреляционно-фильтровой обработки сигналов с помощью ДПФ множители р Е(к), р Д1 (к) и р д 2 {к), представляющие собой в простом случае функции рассогласования вида
N -1 f f f \ \
^ exp ]2п\— 2V - к AF \Atn
Р z(k ) = ^------------1
^ N
J _
15
| Электроника. Радиотехника |
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
| Электроника. Радиотехника |
sin
nN| f 2V - к AF | At
sin
7e
■=t~ X
n ^ 2V - к AF I At
x exp
f j 2V - к AF | At-(N -1 )|;
v
N-1
c
^ exp j2n( fA12V - k AFjAr«
P л (k )= ^ 1 C J J
sin
N
nN \ fA12V - k AF 1 At
sin
fA
П ^2У - k AF I At
f
x exp
j 2У - k AF j At (N -l)j;
^ exp j 2ii^A2 2V - к AF^Atw
рД2 (k) = ^ C * *
N -1
sin
N
nNifA2 2V - к AF 1 At
x exp
sin
f V
n
fA2 2V - к AF 1 At
j nJ 2V - к AF^(N - l)j, (11)
будут иметь максимумы в доплеровских фильтрах с номерами:
kE=int(fE2 V/c AF);
kAi=int(fAi2V/cAF); kA2=int(f22 V/cAF')i
где int () - округление до ближайщего большего целого.
Отсюда очевидна возможность разделения спектров сигналов суммарного и разностных каналов по частоте. Отличие такого подхода от варианта разделения каналов по частоте, описанного в [2], заключается в разносе частот каналов на величину, кратную jAF, где j=1, 2, 3..., а AF=\/NAt - интервал разрешения по частоте Доплера (разрешающая способность ДПФ), т. е. частоту, определяемую как величину обратную интервалу наблюдения сигналов по времени. Если разносы частот A4 AfA1 и AfA2 задать кратными разрешающей
c
c
X
c
X
способности ДПФ, то, поскольку собственные векторы данного преобразования ортогональны друг другу, спектр сигнала, например, разностного канала A1 будет иметь максимум в точке частоты kA1, в которой спектры другого разностного канала A2 или суммарного канала S будут равны нулю. Такой подход позволит минимизировать влияние каналов друг на друга. В точках максимумов k=kS, k=kA1 и k=kA2 при fS2V/c-kAF=0 fA12V/c-kAF=0, fA12V/c-kAF=0) множитель (11) с соответствующим индексом равен единице, т. е. р Е(k )= 1, (р А1(к) = 1, р д 2 (к) = 1), откуда следует, что Sr (к = к Е) = AjO~G (в, e)4G'G (в, р)х
х exp (j Voz)+ Nr (k = к E); (12)
Sr' (k = к Д1 )= (e, P) JGGr, (e, p)x
x exp (j у о ai ) + N r (к = к Д1); (13)
Sr,(k = к A2)= aJgZGa2 (в, p) VG7Gr (в, p)x
x exp (j^c Д2)+ N r(k = к Д2). (14)
При отсутствии необходимости подавления помех можно обрабатывать спектр суммарного сигнала на приём, определяемого как
4(* = к г)=! ХУ = к Л =
r '=0
= a4FG (se) A (s,e)exp(j ■,)+
+ t N Лк = к Л, (15)
r '=0
A(k = k „ )=t l(k = k „ ) =
r =0
= (s, e) Gr (s, P)exp (j V0 al)+
+ ZNAk = к J; 06)
r'=0
S(k = k a2)=£ y(k = к „2) =
r'=0
= aFAС5д 2 (se) G(s, P)exp (j V0Д,)+
+ £ ' Ж = * Д2). (17)
r'=0
где Gr(s, G Ж P).
r '= 0
В случае, когда действует активная шумовая помеха (АШП), слабо коррелированная с полезным сигналом, спектр суммарного ка-
16
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
нала рассчитывается как весовая сумма:
отношение «шум/сигнал» в фильтре разност-
4(k )=z Шк ),
(18)
r =0
5
Ki
I S (k )S H (k)
где R =
k=k
k2 - ki
= lm{
4G4l(GM k P) eXP (jV 0 A1) (l + 5A1)
4&ЕGe(s,p) exp(j^0e) (l + §E')
д = im{4(* = k Д2) 1 =
A2 Iml ,S# = k E)|
(21)
ного канала A2;
5V,=
Nr{k = к £)
в которой вектор весовых коэффициентов
а4АЕg (s> e) G (s> e)exP (i v о i)
- от-
lb = [b0 b b2 b3 ] рассчитывается как столбец обратной корреляционной матрицы помех, т. е.
• R-1[1 0 0 О]1
'Е \°эН/ \J т 01)
ношение «шум/сигнал» в фильтре суммарного канала S;
NAk = k Ai )=Е Nr'(k = k Ai);
r'=0
NAk = кА2)= Е Nr'(к = кА2);
r '=0
N,_(к = к г)=£ N,,(к = к,).
S(k)=[4(k) ) A(k) 2?3(k)]T,
[къ к2] - интервал номеров фильтров частот Доплера, в которых заведомо отсутствует сигнал, отражённый от цели, но присутствует АШП [3].
В этом случае в (15)—(17) выражение
Gr(s, Р)=£ KG ,(s, в) 09)
r '=0
является результирующей характеристикой направленности адаптивной антенной решётки, в которой есть провалы в направлениях источников АШП, некоррелированных с полезным сигналом и друг с другом.
Учитывая (15)—(17) блок ВСО будет определять угловые рассогласования как отношения:
A. = J Ц k 1 =
1 I s^k = к e)J
S (20)
= Im [ У^2GА2 (е Р) exP (j У0 А2 ) (1 + 5д2)]
[ 4^р) exp(j у о е) (l+5А
где 5 = NE'(k = к А1 ) —
A1 А4GA1Gai I8, Р) Gr (е, p)exp (j у0А1) отношение «шум/сигнал» в фильтре разностного канала Ах;
5 =___________NAk = к А 2) / —
Л2 ^Ga2 Ga2 (s, р) Gr (s, P)exp (j v0А2 )
r '=0
Таким образом, из (20) и (21) видно, что угловые рассогласования, как и в традиционной моноимпульсной системе, определяются отношением разностных характеристик направленности к суммарной с точностью, определяемой уровнями отношения «шум/сиг-нал». Исключение составляет лишь фазовая ошибка yoz= —2pfs2D0/c, (у0А1= —2pfАl2D0/c, y0A2= —2pfA22D0/c), обусловленная разносом частот, поскольку для отражателя, находящегося на дальности D0 на длину пути распространения волны 2D0, укладывается разное количество длин волн для разных частот излучения суммарным и разностными каналами при частотном разделении, поэтому особое значение имеет такой выбор разностей частот AfS, AfA1 и AfA2, чтобы разность фазовых набегов AWas= —2pAfs2D0/c (A^0A1= —2pAfAl2Do/c,
AyA2= —2pAfA22D0/c) несущественно влияла на точность пеленгации. Например, при разносе частот в 100 Гц для отражателя, находящегося на дальности 80 000 м, разность набегов фаз будет составлять 19,2°. На рис. 2 показаны графики зависимости разности набегов фаз для разности несущих частот каналов 100, 200, 500 и 1000 Гц для точечного источника, находящегося на дальностях до 100 км, а также ошибки пеленгов в плоскостях A1 и A2, вызванные этими набегами фаз. На рис. 3 показаны результаты моделирования обработки смеси сигналов, отражённых от цели с тремя блестящими точками, находящимися на дальностях 10 000, 10 010 и 10 015 м и движущихся с радиальной скоростью 100 м/с, пассивной помехи, состоящей из двух точек,
17
| Электроника. Радиотехника |
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
| Электроника. Радиотехника |
и АШП, действующей по основному лепестку ДН суммарного канала 4-канальной цифровой антенной решётки. Имитировалась антенна с круглой апертурой диаметром 30 см и рабочей длиной волны 4,3 см. Мощность сигналов, имитирующих отражения от двух местных предметов, на 70 и 65 дБ превышала среднюю мощность суммы сигналов от трёх блестящих точек. Мощность АШП задавалась с превышением над средней мощностью трёх блестящих точек на 20 дБ. Результаты моделирования показывают, что после компенсации АШП наблюдается её достаточно эффективное подавление, о чём свидетельствует результат ДПФ, на котором отчетливо видны пики сигналов суммарного канала пеленгатора и одного из разностных каналов, отражённых блестящими точками цели. В зависимости от углового положения блестящих точек относительно РСН пики разностных каналов могут наблюдаться или не наблюдаться. Сам факт отсутствия пика ДПФ в доплеровском фильтре разностного канала может свидетельствовать о нахождении цели на РСН.
На картинной плоскости рис. 4, координаты осей которой пересчитаны в градусы, показаны позиции точек пассивной помехи 1, цели 2, а также источника АШП 3. Пеленги до компенсации АШП (крестики 4), полученные при использовании традиционной суммарноразностной обработки сигналов с формированием суммарного и разностных каналов на приём, группируются в окрестности позиции источника АШП. Оценки пеленгов, полученные после компенсации АШП (крестики 5) с использованием обратной суммарно-разностной обработки сигналов с формированием
0 100 200 Л^/
Рис. 2. Результаты расчётов фазовых ошибок
Рис. 3. Результаты DF ДПФ принятых сигналов до и после компенсации АШП
18
| ISSN 2221-1179 Вестник Концерна ПВО «Алмаз - Антей» | №3, 2015
А1,° 1 ,5
1 - -го. 1 JT3L 1 |м?| 3 /> Ы- '' ' Р 1 М |
0 — "ПЧ?
2// 1 W а2°
Рис. 4. Результаты моделирования: 1 - позиции местных предметов; 2 - позиции блестящих точек цели;
3 - позиция источника АШП;
4 - оценки пеленгов традиционным способом суммарно-разностной обработки при наличии АШП;
5 - оценки пеленгов предложенным способом после компенсации АШП
суммарного и разностных каналов на передачу с их ортогонально-частотным разделением на приёме, группируются в окрестностях блестящ их точек цели со среднеквадратическими ошибками оД1=0,171°, аД2=0,229°.
Заключение
Для реализации ортогонально-частотного разделения каналов следует выбирать небольшой разнос частот суммарного и разностных каналов. Моделирование показывает, что этот разнос частот не должен превышать величину от одного до двух-трёх элементов разрешения по частоте Доплера. Дальнейшее увеличение разноса частот кроме увеличения ошибок пеленгации, обусловленных набегом разности фаз, повлечет ещё и перемешивание пиков сигналов, отражённых от разных целей. Очевидно, что при реализации такого подхода имеет место потеря разрешающей способности РЛС по частоте Доплера во столько раз, сколько каналов надо разделить (в рассмотренном случае три). Кроме того РЛС, использующая
обратный подход к пеленгации с частотным разделением каналов, может быть подавлена ретранслятором, искажающим угловую информацию, путём поворота фаз гармоник разностных каналов, поэтому небольшой разнос частот затрудняет их разведку из-за необходимости увеличения интервала наблюдения, определяемого как величина, обратная разносу частот.
Тем не менее, несмотря на некоторые отрицательные стороны, рассмотренный подход, в случае подавления помехой по основным лепесткам ДН, позволит, компенсируя её, сохранять угловую информацию о цели и сопровождать выбранную цель. Кроме того, применение обратного подхода в цифровой антенной решётке не исключает параллельного применения и традиционного суммарноразностного способа пеленгации.
Список литературы
1. Григорян Д. С, Абраменков А. В. Теоретические основы построения обратных моноимпульсных радиолокационных систем с повышенной помехоустойчивостью // Вестник Концерна ПВО «Алмаз-Антей». 2014. № 2. С. 68-77.
2. Лайко Е. А. Моноимпульсная пеленгация объектов относительно бортовой РЛС в инверсной бистатической системе // Информационно-измерительные и управляющие системы. 2012. № 3, т. 10. С. 29-36.
3. Вексин С. И. Компенсация помех по боковым лепесткам в доплеровских головках самонаведения // Радиотехника. 2002. № 9. С. 76-86.
Поступила 17.04.15
Григорян Даниел Сергеевич - кандидат технических наук, профессор кафедры стрельбы и боевой работы на ЗРС и ЗРК средней дальности Военной академии войсковой противовоздушной обороны имени маршала Советского Союза А. М. Василевского Вооруженных сил Российской Федерации, г. Смоленск.
Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.
Барсуков Сергей Николаевич - кандидат технических наук, заместитель начальника кафедры стрельбы и боевой работы на ЗРС и ЗРК средней дальности Военной академии войсковой противовоздушной обороны имени маршала Советского Союза А. М. Василевского Вооруженных сил Российской Федерации, г. Смоленск.
Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.
Шмонов Сергей Владимирович - преподаватель цикла зенитного ракетного вооружения 106 Учебного центра войск противовоздушной обороны Сухопутных войск, г. Оренбург.
Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.
19
| Электроника. Радиотехника |
