CC BY
1366
Методы снижения пик-фактора в системах наземного цифрового телевизионного вещания стандарта DVB-T2
Ключевые слова: OFDM, пик-фактор, пилот-сигнал, синхронизация, АЧХ, искажения.
Приведены результаты анализа существующих и результаты исследования предложенного нового методов снижения действия пик-фактора в системах DVB-T/T2, реализуемого за счёт линейной и нелинейной обработки сигнала. При этом уменьшение вероятности возникновения пик-фактора достигается на базе адаптивной частотной полосовой фильтрации Представлены результаты моделирования предложенного метода, реализована их оценка. Показано, что разработанный метод может быть использован в структуре возбудителей стандарта DVB-T/T2 и позволяет повысить КПД передатчиков.
Коржихин Е.О.,
м.н.с, отдел цифрового телевидения и видеоинформатики МТУСИ, moxna41@rambler.ru
Власюк И.В.,
к.т.н., доцент, МТУСИ, ru3dlp@yandex.iv
В стандарте системы DVB-T2 предусмотрены различные варианты обработки сигнала для борьбы с пик-фактором, возникающим при использовании модуляции OFDM. Существует два основных метода для уменьшения этого отрицательного явления. Во-первых уменьшения вероятности появления можно добиться с помощью поворота на определённый угол сигнального созвездия. При повороте сигнального созвездия, каждая точка получает уникальные координаты на осях I и Q. Добавление перемежения и циклической задержки I и Q приводит к тому, что информация об одной точке сигнального созвездия передаётся дважды в разных символах OFDM. В результате получается дополнительное разнесение информации по времени, которое улучшает качество исправления ошибок в каналах с сильными замираниями.
Оптимальный угол поворота созвездия зависит от порядка модуляции и типа канала. Для каждого порядка модуляции, который определяет размер созвездия, выбран один оптимальный угол, дающий улучшение по сравнению с неповернутым созвездием в соотношении сигнал-шум для различных типов каналов.
Кроме поворота сигнального созвездия предусмотрена возможность борьбы с пик-фактором с помощью резервных пилот-тонов. При их добавлении, там где это необходимо, появляется возможность изменения формы передаваемого сигнала путём добавления противофазного сигнала относительно задействованных под-несущих. Режим добавления резервных пилот-тонов, так же как и поворота сигнального созвездия, не является обязательным для вещания и используется только там, где это необходимо.
Кроме того, в стандарте предусмотрен метод расширения активного созвездия. В этом случае часть крайних точек на созвездии отводится дальше от центра так, что при этом уменьшаются пики сигналов. Так как эти изменения затрагивают только крайние точки, уводимые в область, свободную от других точек, то при этом не оказывается существенного влияния на способность ресивера декодировать данные.
Широко известный недостаток систем с OFDM модуляцией — это высокое отношение пиковой к средней мощности (PAPR) или высокий пик-фактор [4]. Для определённых символов OFDM фазы
поднесущих могут сложиться, что даёт кратковременный пик излучаемой мощности. Высокое PAPR требует усилителей мощности (УМ) с широким линейным динамическим диапазоном. Кроме того, если всплески возникают достаточно часто, это приводит к ограничению сигнала, и, как следствие, появлению внутриполосного и внеполосного излучения. Кроме того, возникают нелинейные искажения передаваемого сигнала, что ухудшает, а некоторых случаях, делает невозможным демодуляцию сигнала на приёмной стороне.
Для уменьшения PAPR используется несколько методов, которые условно можно разделить на две части: искажающие и неискажающие методы снижения пик-фактора. Широко известный искажающий метод — метод ограничения амплитуды и его производные [2,3]. Известные неискажающие методы- селективное отображение Selective Mapping (SLM), резервирование тона Tone reservation (TR) и инжектирование тона Tone Injection (TI).
Увеличение динамического диапазона линейного УМ для передачи сигналов с высоким PAPR влечет за собой уменьшение эффективности УМ. Применение неискажающих методов требует уменьшения пропускной способности системы, т.к. малая её часть будет задействована под информацию для уменьшения пиковой мощности. Например, метод SLM требует передачи дополнительной информации (SI), для TR требуется оставлять немодулированнными часть пилот-тонов для модулированных резервных тонов, а TI требует повышенной мощности для инжектированных тонов. Кроме этого, требуются такие ресурсы системы, как повышенная вычислительная мощность, больший объем памяти и сложная схемотехника, но они не влияют на общую пропускную способность. При оптимизации пропускной способности учитываются следующие вещи: чем больше ресурсов системы (мощность и полоса пропускания) используется для сокращения PAPR, тем ниже само PAPR, что означает, что усилителю мощности требуется меньший динамический диапазон для передачи сигнала. Это, в свою очередь, увеличивает эффективность использования усилителя. С другой стороны, использование ресурсов системы для сокращения PAPR означает уменьшение пропускной способности, т.к. часть полосы отводится для передачи служебной информации.
Рисунок 1 показывает стандартную блок-схему OFDM передатчика, где a — несущий информацию вектор из основных символов. После последовательно-параллельного преобразования (S/P) сигнал а обрабатывается по схеме уменьшения PAPR. Полученный в результате сигнал проходит через блоки ОБПФ (IFFT), цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и фильтр нижних частот ФНЧ. Сигнал с уменьшенным PAPR переносится на высокие частоты и фильтруется с помощью полосового фильтра (ПФ). Сигнал с уменьшенным PAPR xjn(t) попадает на вход усилителя мощности (УМ). На УМ также под-
водится питающее напряжение мощностью Рх, и на выходе его получаем усиленный сигнал xout(t).
PAPR, наблюдаемое в xin(t), вычисляется по формуле:
(1)
средняя мощность сиг-
где Т — длительностьOFDM символа, и Рх нала xjn(t).
В методе SLM несущий информацию вектор а умножается по-
Ь) ■ Ы
элементно на Q векторов {Uq}q=1 Q, имеющих вид 1^= [ е№ , е№
2
, ..., e№ ]. 9k(q), k=0, 1,...K ; q = 1, 2,...Q обычно выбираются произвольно из набора {0, п} или {0, п/2, —п, — п/2}. В результате имеются Q векторов, которые несут ту же информацию, модулируются параллельно с использованием OFDM для получения {Xq(t)}q=1Q различных сигналов. Передается обычно Xq opt(t), имеющая наименьшее PAPR. Количество qopt кодируется и передается как дополнительная информация, занимая определённую полосу частот. Приёмник использует эту дополнительную информацию для восстановления вектора а, несущего информацию, путём поэлементного умножения на сигнал с выхода БПФ.
Для реализации SLM, часть полосы пропускания отдаётся под передачу дополнительной информации.
Инжектирование тона (TI) использует расширение сигнального созвездия для уменьшения PAPR. Базовая идея состоит в том, чтобы увеличить размер созвездия для некоторых поднесущих таким образом, чтобы каждая точка в исходном созвездии могла быть отображена в несколько точек соответствующего ему расширенного созвездия. Расстояние между этими точками созвездий выбирается таким образом, чтобы не уменьшалось минимальное Евклидово расстояние dmin полного созвездия, так чтобы BER не увеличивается.
Обычно рассматривают квадратные сигнальные созвездия QAM, и расстояние
D=pdminVA7 (2)
выбирается между точками созвездия, где М — количество точек в одном измерении созвездия QAM и р > 1. Реализация TI требует использования увеличенной мощности передатчика, но не требует передачи дополнительной информации в занимаемой полосе пропускания.
В методе TR некоторые из поднесущих не модулируются полезной информацией. Обозначим NTR — множество таких тонов (поднесущих). Зарезервированные поднесущие "модулируются" последовательностью {C1, C2, ..., CNTR}. Набор комплексных чисел {Cn}n-1NTR выбирается таким образом, чтобы сделать пик-фактор текущего OFDM символа минимальным. Количество резервируемых тонов NTR , как и их расположение, определяется заранее для заданной системы. Оптимальный набор может быть получен путем использования итеративных процедур. Основная идея TR состоит в том, что некоторые из поднесущих не содержат информационных данных, а используются для уменьшения пик-фактора. Поскольку поднесущие с данными и зарезервированные поднесущие находятся в смежных наборах поднесущих, эта технология не требует передачи особой информации для детектирования на приёмной стороне, кроме индикации об её использовании в поле L1 пре-сигнализа-ции. Зарезервированные поднесущие располагаются на заранее определённых позициях с известными индексами этих поднесущих. После ОБПФ к сигналу применяется эта технология уменьшения пиков путём использования преопределённого сигнала, который генерируется зарезервированными поднесущими. Алгоритм резервирования тонов примняется ко всему символу OFDM, исключая символ Р1. В символе Р2 всегда есть зарезервированные ячейки для резервных пилот-тонов, даже когда эта техника не используется, ввиду того, что приёмник заранее не знает, используется или нет эта техника, а сигнализация L1, информирующая об этом, передаётся внутри самого символа Р2.
Основываясь на изложенном выше, и ввиду важности проблемы борьбы с пик-фактором, был разработан алгоритм, позволяющий уменьшить пик-фактор сигнала стандарта DVB-T2. Было проведено математическое моделирование алгоритма обработки, доказывающее его значимость и улучшение характеристик обработанного сигнала по сравнению с таким же сигналом, не подвергающимся обработке.
Для этого был смоделирован сигнал по стандарту ETSI EN 302755 (DVB-T2), использующий модуляцию OFDM. Укрупнённая блок-схема модели [5] представлена на рис. 2
Входным сигналом является поток данных с выхода канального кодера и перемежителя ячеек данных. Разрабатываемое устройство обозначено как блок уменьшения пик-фактора. В основе алгоритма уменьшения пик-фактора лежит поиск максимального значения сигнала на длительности символа при делении сигнала по частоте на n частей. Для задач моделирования, исходя, в первую очередь
Добавле- Форми-
Формиро- Добавление ОБПФ Блок Добавление ние ЦАП Перенос Усилитель
вание —* — — уменьшения —V защитных —1 —* —I рующим —»
кадров пилот-тонов пик-фактора интервалов символа Р1 ФНЧ на РЧ фильтр мощности
Канал
Кадры Удаление БПФ Частотная и временная синхронизация, вычисление АЧХ канала ФНЧ Перенос Фильтр
пилот-тонов АЦП на НЧ
Рис. 2. Блок-схема модели системы DVB-T2
из времени обработки сигнала на персональном компьютере, было выбрано число частотных субполос п=3: низкочастотная, среднечастотная и высокочастотная. В каждой из частей происходит поиск максимального значения (пик-фактора П), которое представляет собой отношение наибольшей (пиковой) мощности к средней мощности сигнала б^):
(3)
Затем в блоке оценки и вычисления пик-фактора сравниваются принятые данные и в соответствии с уровнем ограничения УМ выбирается степень уменьшения динамического диапазона сигнала в соответствующей полосе. Далее, в соответствии с рис. 3, происходит суммирование обработанных сигналов.
На приёмной стороне неравномерность АЧХ, вносимая при обработке сигнала при передаче, выравнивается по пилот-символам и интерполируется сквозная АЧХ канала по принятым символам Р1 [1].
На рисунке 4 представлено сигнальное созвездие для режима передачи 1К и первичной модуляции информационных символов 64-ОАМ. Данный режим выбран для минимизации вычислительной сложности при моделировании приёмопередающего тракта, ввиду того, что быстрота обработки сигнала по предлагаемому алгоритму требует больших вычислительных ресурсов; а также как наиболее подверженный всевозможным помехам и искажениям в канале связи.
Амплитудно-частотная характеристика фильтров ПФ1 — ПФ3 на схеме рис. 3, имеет вид, изображённый на рис. 5.
Поскольку расчёт трех полосовых фильтров, имеющих идентичную за исключением сдвига на ширину полосы1 пропускания ее центральную частоту и при этом имеющих суммарную АЧХ с минимальной неравномерностью является достаточно сложной задачей, не решенной в настоящее время аналитически (требуется подбор и оптимизация коэффициентов каждого из них), было принято решение использовать единственный фильтр, подавая на него сигналы с преобразованной центральной частотой на величину смещения центральной частоты полосовых фильтров в соответствующих субполосах обработки. Практически такое смещение реализовано в программной модели посредством БПФ.
Далее, в соответствие с рис. 3 разделенные и обработанные по алгоритму сигналы каждой из трех полос суммируются в результирующий сигнал, который после добавления служебной информации, такой, как символ Р1 и вставка защитного интервала, после ЦАП, переносится на радиочастоту и подаётся на канальный формирующий фильтр, АЧХ и ФЧХ которого соответствуют спектральной маске, стандартизированной в [3]. Характеристики формирую-
' -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1
Рис. 4. Сигнальное созвездие для режима 1К
Рис. 5. АЧХ разделяющих фильтров
щего фильтра модели приведены на рис. 6.
Затем происходит усиление сигнала в УМ, сквозная амплитудная характеристика которого смоделирована по известной формуле (4) [2]:
V
(4)
где Уои( и У]п соответственно комплексные выходной и входной сигналы!, У5а( — точка выходного уровня ограничения (У5а( =ГА/42 ,
А — уровень ограничения) и Р — управляет плавностью перехода из линейной области в область насыщения характеристической кривой.
Рис. 3. Блок-схема устройства уменьшения пик-фактора сигнала OFDM
Рис. 6. АЧХ (вверху) и ФЧХ (внизу) формирующего фильтра
б)
Рис. 7. Спектр сигнала в канале после обработки алгоритмом уменьшения пик-фактора при максимальном его значении:
а) в средней; б) в верхней частотной субполосе.
Спектр сигнала в канале связи с аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ) при отношении сигнал-шум ОСШ (Б^=30 дБ) и после обработки по алгоритму уменьшения пик-фактора для случаев максимального значения сигнала в средней части и на краю спектра представлен на рис. 7 а) и б) соответственно.
Моделирование работы метода выполнялось на разработанной программной реализации модулятора □УБ-Ї2, которая включает в себя все предусмотренные стандартом опции, начиная с формирования модуляционных символов. В качестве информационного сигнала, поступающего на формирователь модуляционных символов использована ПСП, формируемая средствами МоІіоЬ. К настоящему времени проведено испытание метода на режиме 1К. Моделирование показало снижение пик-фактора сигнала в среднем на 4,5 дБ, при возрастании требований к ОСШ (при сохранении на приеме фиксированного значения МЕІ?) не более 1,2 дБ. В режимах
с большим числом несущих в символе указанное значение возрастает, однако ограниченная производительность вычислительных средств не позволила к настоящему времени получить достоверные статистические данные о значениях выигрыша при применении разработанного метода в к этим режимам модуляции, поскольку с ростом размера преобразование вероятность превышения порогового значения пик-фактора уменьшается, в то время как растет его максимально возможное значение.
Уменьшение значения пик-фактора в системах c OFDM возможно путем ухудшения каких-либо характеристик системы, например, КПД передатчика из-за введения дополнительного запаса по усилению, снижения скорости передачи из-за резервирования несущих, снижения помехоустойчивости вследствие нелинейного ограничения. Комбинация характеристик помехоустойчивых кодов и методов снижения пик-фактора (и соответствующего ухудшения характеристик системы) являются параметрами оптимизации для получения максимального энергетического выигрыша и КПД передатчика при использовании заданного канала связи.
Предложенный нами метод снижения величины пик-фактора на основе адаптивной частотной селекции является квазиоптимальным в смысле учета особенностей коррекции АЧХ канала связи в системах наземного ЦТВ по распределенным пилот-сигналам, и особенностей каскадного кодирования, поэтому в реальных условиях работы системы выигрыш в КПД передатчика не будет сопровождаться заметным снижением значений MER. Заложенные в стандарт DVB-T2 методы снижения пик-фактора основаны на иных принципах, функционируют независимо от разработанного и могут быть использованы совместно. Особенность разработанного метода в полной совместимости со стандартом, то есть доработка приемного оборудования не требуется.
Увеличение числа субполос разделения сигнала совместно с количеством корректируемых субполос в среднем должно приводить к росту эффективности снижения пик-фактора, однако не рекомендовано вследствие пропорциональному росту вычислительной сложности. Максимальное количество субполос ограничено теоремой о выборках, то есть период изменения АЧХ субполосы должен быть не уже по частоте удвоенного частотного разноса между соседними пилот-сигналами. Из этого следует также требование к плавности изменения АЧХ субполосных фильтров.
ЛИТЕРАТУРА
1. ETSI EN 302 755 V1.2.1 (2010-10) Digital Video Broadcasting (DVB);Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)
2. Understanding DVB-T2. Key technical, business, & regulatory implication. DigiTAG, 2009.
3. ETSI EN 302 307V1.1.2 Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications
4. Шахнович И. DVB-T2 — новый стандарт цифрового телевизионного вещания. ЭЛЕКТРОНИКА: Наука, Технология, Бизнес, 2009.(с.30-35)
5. Рекомендация МСЭ-R BT.1877 (05/2010). Методы исправления ошибок, формирования кадров данных, модуляции и передачи для систем цифрового наземного телевизионного вещания второго поколения.
Methods to reduce the crest factor in the systems of digital terrestrial television broadcasting standard DVB-T2
Abstract: In article are resulted results of the analysis existing and results of research new methods of the offered decrease in action of the crest-factor in DVB-T/T2 systems, realized at the expense of linear and nonlinear processing of a signal. Thus reduction of probability of occurrence of the peak-factor is reached on the basis of an adaptive frequency-band-pass filtration. Results of modeling of a introduced method are presented, their estimation is realized. It is shown that the developed method can be used in structure of transmitter exciters of standard DVB-T/T2 and allows to improve the efficiency of the transmitter.
Keywords: OFDM, crest-factor, pilot-signal, synchronization, Amplitude- frequency response, distortion.
