Коррекция нелинейности в широтно-импульсной системе автоматического регулирования Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ ОМСКИЙ НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК № 3 (113) 2012

*

УДК.621.501.14 А. М. МИХЕЕНКО

С. С. АБРАМОВ Е. С. АБРАМОВА

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, г. Новосибирск

КОРРЕКЦИЯ НЕЛИНЕЙНОСТИ В ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ СИСТЕМЕ АВТОМАТИЧЕСКОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ

В представленной статье рассматривается возможность коррекции нелинейности в усилителях класса <^» и в широтно-импульсных системах автоматического регулирования (ШИС), когда глубокая противосвязь недопустима по соображениям устойчивости. С этой целью предлагается ввести в схему цепь дополнительной обратной связи через физическую модель основного тракта ШИС. Оценка эффективности предложенного способа коррекции выполнена на примере существенно нелинейного усилителя класса <Ю».

Ключевые слова: широтно-импульсная модуляция, импульсный преобразователь напряжения, усилитель класса <^», нелинейные искажения, обратная связь, физическая модель усилителя.

Введение. Усилители мощности класса <Ш» с широтно-импульсной модуляцией находят в настоящее время широкое применение при выходной мощности от единиц ватт в интегральном исполнении до сотен кВт в мощных модуляционных устройствах. На малых уровнях мощности проблемы обеспечения линейности и устойчивости усилителя решаются за счёт высокой тактовой частоты (до 1 МГц) и простейших выходных фильтров. При больших мощностях существенно увеличиваются габариты усилителей и, как следствие, растут паразитные ёмкости схемы, что приводит к необходимости использования минимально возможной тактовой частоты (порядка 50^ 100 кГц) и, соответственно, сложных демодулирующих фильтров.

Использование отрицательной обратной связи (ООС) для снижения нелинейных искажений в этом случае оказывается неэффективным, т.к. наличие в её цепи сложного фильтра существенно ограничивает допустимую величину устойчивой противо-связи.

В импульсных системах автоматического регулирования нелинейность непрерывной части системы приводит к существенному снижению запаса устойчивости в динамическом режиме (устойчивости процессов [1]).

Настоящая работа посвящена разработке метода эффективной коррекции нелинейности ШИС при сохранении её устойчивости.

Основные схемы мощных модуляционных устройств класса <^». Усилители большой мощности класса <Ш» (модуляторы) строятся на принципах импульсных преобразователей напряжения [2], упрощенные схемы которых представлены на (рис. 1). На основе первой из них (рис. 1а) разработаны мощные модуляторы типа «PANTEL» и «PULSAM». Вторая схема (рис. 1б) легла в основу «модулятора с нагрузкой в цепи диода» (НЦД) [3]. Третий тип преобразователя пока не нашёл применения в качестве усилителя, или модулятора.

Модуляторы на основе первого преобразователя способны изменять напряжение только в сторону

понижения. Их достоинством является возможность получения линейной регулировочной (модуляционной) характеристики.

Преобразователь второго типа может только повышать напряжение, поэтому в модуляторе на его основе используется принцип автоанодной модуляции [3], для реализации которого требуется дроссель L с очень большой индуктивностью, рассчитанной на частоты усиливаемого сигнала.

Третий преобразователь может как повышать, так и понижать напряжение. При этом индуктивность дросселя L относительно не велика, т.к. рассчитана только на тактовую частоту. Основной недостаток этого преобразователя — принципиальная нелинейность регулировочной характеристики и инверсия выходного напряжения по отношению к напряжению источника питания Е.

Последний недостаток легко устраняется преобразованием схемы к виду (рис. 2а).

Здесь же представлена регулировочная характеристика этого преобразователя, которая при отсутствии потерь может быть описана выражением (1). На (рис. 2б) этой характеристике соответствует кривая 1.

Здесь — относительная длительность им-

пульса тока в цепи ключа S.

Дадим этому преобразователю условное название «преобразователь с передачей энергии через индуктивный накопитель» (ПЭИН).

Как уже отмечалось выше, преобразователь ПЭИН принципиально нелинейный, причем его нелинейность, как это следует из (1) и рис. 2б, достаточно велика. Поэтому использование противосвязи здесь малоэффективно. Применение предискаже-ний для компенсации нелинейности модуляционной характеристики также не даёт желаемых результатов, т.к. в динамическом режиме характеристика становится неоднозначной (см. кривую 2 на рис. 2б).

Рис. 1. Импульсные преобразователи напряжения

Основным препятствием для получения глубокой противосвязи в усилителе класса <Ш» являются значительные фазовые сдвиги сигнала (запаздывание во времени) в фильтре нижних частот (ФНЧ). Компенсация задержки возможна, если замкнуть цепь обратной связи не через собственно усилитель мощности, а через его физическую модель, модуляционная характеристика которой (благодаря импульсному характеру сигнала), может достаточно точно повторить характеристику основного преобразователя. Действительно, особенностью импульсного сигнала является практически полная независимость длительности импульса от нелинейности амплитудной характеристики усилительного тракта. Поэтому форма регулировочной характеристики преобразователя (1) слабо зависит от параметров схемы и параметров предварительных импульсных усилителей.

Разумеется, такая «обратная связь» фактически ею не является, а представляет собой вариант компенсатора нелинейных искажений, в котором источником компенсирующего сигнала (с учётом всех фазовых сдвигов) служит физическая модель усилителя.

Реализация обратной связи по физической модели. Рассмотрим упрощенный вариант «обратной связи по физической модели» (ОСФМ), представленный на (рис. 3а).

Здесь Ф1,Ф2 — фильтры с идентичными характеристиками (временем задержки); ШИМ — широтно-импульсный модулятор. Основной тракт усилителя начинается с фильтра нижних частот (ФНЧ) Ф1, обеспечивающего компенсирующую задержку на время Поскольку в тракте модели усилителя также происходит задержка в выходном фильтре Ф2, сигнал, поступающий на вход сумматора (у(^), практически не отличается от входного сигнала хЩ по временным параметрам, но содержит в себе всю информацию о нелинейности модуляционной характеристики.

Сумматор, в качестве которого обычно используется дифференциальный усилитель, обладает односторонней проводимостью, поэтому реальных обратных связей не будет ни в основном усилителе, ни в его модели. Следовательно, в таком устройстве не возникает и проблем устойчивости (если не принимать во внимание паразитные обратные связи).

Поскольку применение ОСФМ позволяет снять проблему значительных фазовых сдвигов в кольце ОС, при дальнейшей оценке эффективности предлагаемого метода, задержку сигнала Дt положим равной нулю, и представим схему на рис. 3а в виде (рис. 3б). На этом рис. х=(1 + и) — нормированный

входной сигнал, где и =

иЕх(ї) .

; т — коэффициент иЕХМАКС

широтно-импульсной модуляции модели усилителя; т1 — коэффициент широтно-импульсной модуляции усилителя ПЭИН.

Согласно (1), у =

тх 1 -пн

ті-хі

и ,

1 - Л1І • ХІ

где х1=х — у; Тогда на основании (2)

(2)

Л1І-Х 1 т 1 -тх

1-тх-х- 1 Ш 1-тх_

(3)

При использовании схемы ПЭИН в качестве мощного модулятора нормированное напряжение Евых

на его выходе г = -

должно изменяться от

Евыхмакс

0 до 2 (рис. 2б).

Тогда при х=2, z = 2 и, согласно (2), т1— х1 = = 0,667.

ОМСКИЙ НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК № 3 (113) 2012 РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ

РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ ОМСКИЙ НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК № 3 (113) 2012

*

Рис. 3. Структурная схема усилителя с обратной связью по физической модели

ті “0.803

т-0.27

т 1-0,334

т1=0.7

Рис. 4. Модуляционные характеристики ПЭИН

Рис. 5. Корректированный усилитель класса <^» с использованием двух физических моделей

Потребуем, чтобы при и=—1; и = 0; и и=1 между z и и существовала пропорциональная зависимость, т.е.

ті • х1\ < 0 = 2ш1

I и.=\;г=2

ШІ-ХІ п л=т1

\и=0;г=1

1-

т

1-2 т

1-т

= 0,667

= 0,5

(4)

(5)

1ц=-1;2=0

В результате имеем систему алгебраических уравнений с неизвестными т и т1. Её решение дает следующий результат: т1 = 0,808; т = 0,27.

Найденные значения т и т1 позволяют определить выходной сигнал согласно (3). На рис. 4 представлена полученная зависимость z(х) для т1 = = 0,808; т=0,27 . Там же приведена аналогичная характеристика при отсутствии коррекции (т1 = = 0,334; т=О). Как видно, коррекция при условиях (4) и (5) приводит к существенной компенса-

ции нелинейности модуляционной характеристики. Лучший результат удалось получить при т1=0,7; т=0,255.

Для количественной оценки эффективности корректора, по методу пяти ординат был вычислен коэффициент гармоник (Кг) для характеристик с т =0 и т = 0,255. Результаты вычислений дали следующий результат: в первом случае Кг=27,8%; во втором 11,5%. Таким образом, появилась возможность уменьшения искажений в 2,5 раза. Заметим, что в аналогичной ситуации ООС менее эффективна. Так в примере, приведённом в [4], при нелинейных искажениях в 20%, использование ООС с глубиной 20 дБ приводит к уменьшению искажений всего лишь до 15%.

В нашем случае, при большей нелинейности усилителя, действие корректора эквивалентно глубине противосвязи 25 — 30 дБ, без проблем, связанных с устойчивостью. Следует также отметить, что выражение (1) не учитывает потерь в ключевых элементах схемы модулятора ПЭИН. С учётом потерь характеристика модулятора становится более ли-

нейной (см. кривую 3 на рис. 1а), и, соответственно, эффективнее будет действовать ОСФМ. Кроме того, линейность можно повысить и за счёт использования пусть неглубокой ООС в усилителе и его модели одновременно.

Наконец, возможна коррекция с использованием двух физических моделей, как показано на (рис. 5).

Заключение. Поскольку в нелинейных мощных усилителях класса <Л» применение ООС малоэффективно, для повышения качественных показателей целесообразно использовать метод предкор-рекции искажений с помощью физической модели усилителя в кольце «обратной связи». При этом удаётся решить и проблему устойчивости усилителя класса <Ш», т.к. реальные обратные связи фактически исключены.

Заметим также, что при большом коэффициенте усиления в основном тракте, мощность, потребляемая физической моделью, практически не отразится на энергетических показателях устройства в целом.

Библиографический список

1. Ципкин, Я. З. Теория нелинейных импульсных систем. / Я. З. Цыпкин, Ю. С. Попков. — М. : Наука, 1973. — 416 с.

2. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев [и др.]. — М. : Радио и связь, 1983. — 280 с.

3. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств / М. А. Сиверс [и др.]. — М. : Радио и связь, 1989. — 336 с.

4. Рамм, Г. С. Электронные усилители / Г. С. Рамм. — М. : Связь, 1964. — 335 с.

МИХЕЕНКО Анатолий Михайлович, кандидат технических наук, доцент, заведующий кафедрой радиопередающих устройств и электропитания. АБРАМОВ Сергей Степанович, кандидат технических наук, доцент кафедры радиопередающих устройств и электропитания.

АБРАМОВА Евгения Сергеевна, инженер-исследователь кафедры радиопередающих устройств и электропитания.

Адрес для переписки: 630102, г. Новосибирск, ул. Кирова, 86.

Статья поступила в редакцию 14.05.2012 г.

© А. М. Михеенко, С. С. Абрамов, Е. С. Абрамова

УДК б21.39б(°75) В. Ф. ПОПОВ

Омский государственный технический университет

ОЦЕНКА ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ ПРИ РАЗНЕСЕННОМ ПРИЕМЕ В КАНАЛЕ С ЗАМИРАНИЯМИ ПО ЗАКОНУ НАКАГАМИ И КОГЕРЕНТНО ВЕСОВОМ СЛОЖЕНИИ СИГНАЛОВ

Статья посвящена проблеме оценки качества разнесенного приема с когерентным весовым сложением сигналов неоднородных ветвей разнесения по алгоритму Бреннана в канале с замираниями по закону Накагами. Получены формулы для оценки вероятности ошибок приема двоичных сигналов ОФМ на выходе схемы комбинирования независимых ветвей разнесения, однородных и неоднородных по глубине замираний сигнала и отношению сигнал/шум, на основе которых оценена эффективность схемы при станционных помехах.

Ключевые слова: разнесенный прием, помехоустойчивость, вероятность ошибок, глубина замираний сигнала, характеристическая функция.

Известный [1 — 3] алгоритм когерентного весового линейного сложения сигналов ветвей разнесения по Бреннану обеспечивает максимум отношения сигнал/шум (ОСШ) на выходе схемы комбинирования сигналов и наилучшее ослабление влияния замираний сигнала на качество связи. При этом «локальное» ОСШ (среднее на нескольких периодах ВЧ колебания) на выходе схемы комбинирования (при сложении с весом а =г*/N. сигналов г-х ветвей разнесения) равно:

, ш

1=1 1=1 1=1

где г- комплексная огибающая сигнала в г-ой из п ветвей разнесения на входе схемы комбинирования; г* — комплексносопряженная огибающая сигнала; N. — среднее значение мощности аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ) в г-ой ветви разнесения.

ОМСКИЙ НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК № 3 (113) 2012 РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ