CC BY
55
Оригинальная статья / Original article УДК 621.311
http://dx.doi.org/10.21285/1814-3520-2018-2-107-122
КОМПЬЮТЕРНАЯ МОДЕЛЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ДЛЯ ЗАРЯДНО-РАЗРЯДНОГО КОМПЛЕКСА АККУМУЛЯТОРНЫХ БАТАРЕЙ
1 л 4
© Г.Г. Константинов', Фам Конг Тао2, В.И. Киселев3
Иркутский национальный исследовательский технический университет, Российская Федерация, 664074, г. Иркутск, ул. Лермонтова, 83.
2 Южно-Российский государственный политехнический университет (НПИ) им. М.И. Платова, Российская Федерация, 346428, Ростовская обл., г. Новочеркасск, ул. Просвещения, 132.
3 АО ПКБ " Интеллектуальные робастные интегрированные системы", Российская Федерация, 346410, г. Новочеркасск, ул. Дубовского, д. 15.
РЕЗЮМЕ. ЦЕЛЬ. В работе представлена модель согласующего (управляющего) DC/DC-преобразователя, построенная из элементов библиотеки SimPowerSystems MATLAB/Simulink и исследование динамических свойств, а также способов управления DC/DC-преобразователем. МЕТОДЫ. Для достижения цели использовались методы моделирования режима понижения-повышения выходного напряжения преобразователя с двумя силовыми ключами, позволяющего существенно улучшить рабочие характеристики по сравнению с понижающе-повышающими преобразователями на основе одного силового ключа, а также традиционными преобразователями с двумя силовыми ключами. РЕЗУЛЬТАТЫ. Предложена модель и конструкция DC/DC-преобразователя с двумя силовыми ключами. Способ управления DC/DC-преобразователем на компьютерной модели. Рассматриваемый преобразователь имеет характеристики понижающе-повышающего преобразователя. ВЫВОДЫ. Выполнены исследования динамических свойств и найдены способы управления DC/DC-преобразователем на компьютерной модели. За счет разработки согласующего преобразователя энергии и принципов его управления появилась возможность стабилизировать емкость аккумуляторной батареи, повысив возможность маневрирования кораблей, подводных аппаратов (батискафы, необитаемые глубоководные аппараты и т.д.). Ключевые слова: DC/DC преобразователь, математическая модель, входное напряжение, понижающе-повышающий преобразователь.
Информация о статье. Дата поступления 12 января 2018 г.; дата принятия к печати 24 января 2018 г.; дата он-лайн-размещения 27 февраля 2018 г.
Формат цитирования: Константинов Г.Г., Фам Конг Тао, Киселев В.И. Компьютерная модель преобразователя для зарядно-разрядного комплекса аккумуляторных батарей // Вестник Иркутского государственного технического университета. 2018. Т. 22. № 2. С. 107-122. DOI: 10.21285/1814-3520-2018-2-107-122
COMPUTER MODEL OF A CONVERTER FOR THE STORAGE BATTERY CHARGE-DISCHARGE COMPLEX G.G. Konstantinov, Pham Kong Tao, V.I. Kiselev
Irkutsk National Research Technical University, 83, Lermontov St., Irkutsk 664074, Russian Federation Platov South Russian State Polytechnic University,
132 Prosveshchenia St., Novocherkassk, Rostov Region 346428, Russian Federation Design Bureau "IRIS" JSC,
15, Dubovsky St., Novocherkassk, 346410, Russian Federation.
ABSTRACT. PURPOSE. The paper presents the model of the DC/DC matching (controlling) converter built from the elements of the SimPowerSystems MATLAB/Simulink library, the study of dynamic properties and the methods to control the DC/DC converter. METHODS. The set purpose is achieved through the use of the modeling methods of the mode of step-down/up output voltage of the converter with two power switches, which allows significant improvement of operating performance as compared with buck - boost converters based on a single power switch, as well as with traditional converters with two power switches. RESULTS. A model and design of the DC/DC converter with two power switches is
Константинов Геннадий Григорьевич, кандидат технических наук, профессор кафедры электропривода и электрического транспорта, e-mail: kgg40@mail.ru
Gennady G. Konstantinov, Candidate of technical sciences, Professor of the Department of Electric Drive and Electric Transport, e-mail: kgg40@mail.ru
2Фам Конг Тао, аспирант, e-mail: Tao.phamcong@gmail.com Fam Kong Tao, Postgraduate student, e-mail: Tao.phamcong@gmail.com
3Киселев Василий Иванович, технический директор, e-mail: kgg40@mail.ru Vasiliy I. Kiselev, Technical Director, e-mail: kgg40@mail.ru
proposed as well as the control method of the DC/DC converter on a computer model. The converter under consideration
has the characteristics of a buck - boost transformer. CONCLUSIONS. Having studied the dynamic properties, we found
the methods to control a DC/DC converter on a computer model. The development of a matching energy converter and
its control principles allowed to stabilize the battery capacity that resulted in improved possibility of maneuvering ships,
submersibles (bathyscaphes, unmanned deep-submergence vehicles, etc.).
Keywords: DC/DC converter, mathematical model, input voltage, buck - boost converter
Article info. Received January 12, 2018; accepted January 24, 2018; available online February 27, 2018.
For citation: Konstantinov G.G, Pham Kong Tao, Kiselev V.I. Computer model of a converter for the storage battery charge-discharge complex. Proceedings of Irkutsk State Technical University. 2018, vol. 22, no. 2, pp. 107-122. (In Russian). DOI: 10.21285/1814-3520-2018-2-107-122
Введение
Современный этап развития полупроводниковой техники и технологий преобразования электрической энергии позволяет конструировать зарядно-разрядный комплекс аккумуляторной батареи (ЗРК АКБ) с высокими удельными и энергетическими показателями и низким уровнем создаваемых электромагнитных помех. Лучшие массогабаритные показатели обусловлены возможностью повышения частоты преобразования до нескольких сотен килогерц при существенном снижении функциональной сложности силовых модулей и повышении их надежности [1-4]. Увеличение частоты преобразования дает возможность уменьшить массу индуктивных и емкостных компонентов ЗРК, вместе с тем предъявляет жесткие допуски к значениям параметров, определяющих их поведение в динамических режимах. К сложным проблемам относится также учет специфики освобождения активных зон полупроводниковых приборов от носителей тока при их запирании и поиск схемотехнических решений для снижения динамических потерь при пере-
ключении силовых элементов (мощных транзисторов), именуемых силовыми ключами в преобразовании токов DC/DC.
В связи с этим вопросы повышения коэффициента полезного действия (КПД)-комплекса путем уменьшения потерь при преобразовании энергии более чем актуальны. Пути решения этой проблемы известны - это снижение потерь в каждом звене электропривода (путем совершенствования конструкций этих звеньев) и согласование выходных параметров комплекса с параметрами нагрузки (путем регулирования частоты вращения и момента на выходе привода). Объектом исследования в данной работе является электромеханический комплекс, включающий DC/DC по-нижающе-повышающий преобразователь. DC/DC понижающе-повышающий преобразователь может работать в понижающем и в повышающем режиме для обеспечения требуемого напряжения в инверторе при большем изменении входного напряжения от 240 до 385 В.
Модели согласующего DC/DC-преобразователя
На рис. 1 показана модель ОО/ОО-преобразователя, построенная из элементов библиотеки SimPowerSystems МЛИЛБ/ Б1ти11пк [2]. По своей конфигурации она повторяет силовую схему рассмотренного ранее [1] двухзонного (повышающего/понижающего) преобразователя. Схема модели дополнена измерительными элементами (датчиками токов _О1, _О2, ^_наг, датчиком напряжения и_наг), эле-
ментами визуализации результатов - виртуальными осциллографами Scope ... Scope2, блоком перемножения, вычисляющим мгновенное значение мощности нагрузки Р_наг и блоком ее цифровой индикации в кВт (Мощность Р_наг).
В качестве активных элементов в модели на рис. 1 использованы блоки идеальных ключей Sw_1 и Sw_2. Показана конфигурация для моделирования режима
понижения выходного напряжения - ключ Sw_2 постоянно закрыт, а ключ Sw_1 получает сигнал управления от блока ШИМ (PWM Generator) через демультиплексор Demux. Блок PWM Generator является многоканальным и позволяет управлять мостовыми схемами, содержащими от двух до 12 ключей. Используется минимальная конфигурация, управляющая двумя ключами одного плеча мостовой схемы. Выходной сигнал блока ШИМ содержит эти сигналы в виде вектора, а блок демультиплексора разделяет эти сигналы на два выхода. Поскольку блок PWM Generator использует в качестве сигнала несущей частоты треугольный график, изменяющийся от - 1 до + 1, для управления скважностью ШИМ на вход нужно подавать сигнал в диапазоне от - 1 до + 1. Для верхнего выхода нулевая длительность выходного импульса получается при задании PWM_зад = -1, а 100% длительность - при PWM_зад = +1. Для получения скважности ключа узад нужно подавать задание PWM_зад = 2(узад - 0,5).
Блок Bus Selector выделяет из выходной шины внутренних сигналов блока Sw_1 сигналы напряжения и тока ключа. При моделировании были заданы следующие значения параметров и величин: R^ = 0,01 Ом, С_1 = 40 мкФ, L = 560 мкГн, С_2 = 6-5600 мкФ, Rнаг = 0,73 Ом, Е_ип = 240 В, PWM_зад = 0,33 (у = 0,666).
На рис. 2 показаны графики токов в ключе i_Sw1, диоде i_D1 и индуктивности i_L, а на рис. 3 - графики выходного напряжения U_C2, тока i_C2 и тока нагрузки i_R. Поскольку в блоках моделей емкостей С и индуктивностей L в библиотеке SimPowerSystems нет возможности задавать начальные значения соответственно напряжений и токов, а значение PWM_зад = 0,33 примерно соответствует минимальному рабочему напряжению на выходе DC/DC-преобразователя, то скачкообразное включение Е_ип = 240 В приводит к значительным начальным броскам токов и перерегулированию в выходном напряжении. Следует заметить, что в реальной установке такого включения никогда не происходит, предусмотрен специальный режим медленного начального заряда конденсаторной батареи на выходе преобразователя.
Однако для последующего исследования реакций на скачки управляющих и возмущающих воздействий в рассматриваемом варианте модели такой режим увеличит общее время моделирования, требуемые объемы памяти.
К недостаткам модели следует отнести и то, что в токах i_Sw1 и i_D1 наблюдаются кратковременные импульсы, которые многократно превышают значения в проводящем состоянии (рис. 2, b).
Рис. 1. Модель DC/DC-преобразователя Fig. 1. Model of a DC/DC-converter
Более наглядно это видно на рис. 4, где в увеличенном масштабе времени показан фрагмент осциллограмм напряжения и тока ключа Sw_1. Появление этих всплесков в моменты включения и отключения Sw_1 можно отнести к погрешностям численного интегрирования при выбранном методе расчета с переменным шагом и заданной относительной точности. Основная же причина в том, что в модели использованы блоки идеальных ключей, в параметрах которых (см. рис. 5) не задается время включения и отключения. Не устраняет всплески даже задание достаточно малого сопротивления и большой емкости снаб-берной цепи.
Замена в модели блоков идеальных ключей на блоки ЮБТ1 с параметрами, указанными на рис. 6, устраняет выявленный недостаток, о чем свидетельствуют осциллограммы рис. 7 и 8, однако при этом на порядок увеличивается время расчета.
Модель DC/DC-преобразователя для повышающего режима работы (рис. 9) отличается от рассмотренной ранее [1, 3] только постоянным включенным состоянием ключа IGBT1, подачей управляющих импульсов на затвор ключа IGBT2 и заменой сигналов в блоке осциллографа Scope на i_D2 и i_IGBT2, а в блоке осциллографа Scope2 на u_IGBT2 и i_IGBT2.
На рис. 10 показаны графики токов в ключе i_IGBT2, диоде i_D2 и индуктивности i_L, а на рис. 11 - графики выходного напряжения u_C2, тока i_C2 и тока нагрузки i_R при задании PWM_зад = - 0,5, что примерно соответствует максимальному рабочему напряжению на выходе DC/DC-преобразователя при Е_ип = 240 В. По сравнению с рис. 2 и 3 переходные процессы включения в режиме повышения напряжения затягиваются и имеют интервалы нулевого тока в индуктивности.
a b
Рис. 2. Графики токов в ключе i_Sw1, диоде i_D1 и индуктивности i_L(a); i_Sw1
и i_D1 наблюдаются кратковременные импульсы (b) Fig. 2. Graphs of currents in the switch i_Sw1, diode i_D1 and inductance i_L(a); i_Sw1 and i_D1, short pulses are observed (b)
Рис. 3. Графики выходного напряжения U_C2, тока i_C2 и тока i_R Fig. 3. Graphs of output voltage U_C2, current i C2 and current i R
Рис. 4. Фрагмент осциллограмм напряжения и тока Sw_1 Fig. 4. Fragment of voltage and current oscillograms of Sw_1
Рис. 5. Параметры ключа Sw1 не задается время включения и отключения Fig. 5. Parameters of the switch Sw1 do not set on and off times
Следует также заметить, что в сигнале напряжения U_IGBT2 (рис. 12) вновь появляются всплески в моменты коммутации транзистора, для устранения которых
Рис. 6. Параметры ключа Sw1 задается время включения и отключения Fig. 6. Parameters of the switch Sw1 set on and off times
можно было бы скорректировать значения параметров снабберной цепи и заданной точности решения, однако это в еще большей степени увеличило бы время расчета.
Рис. 7. Осциллограммы i_Sw1, i_D1 и i_L при замене в модели блоков идеальных ключей на блоки IGBT1 с параметрами, указанными на рис. 6
Fig. 7. Oscillograms i_Sw1, i_D1 and i_L when replacing ideal switch blocks in the model with IGBT1 blocks with the parameters indicated in Fig. 6
Рис. 8. Фрагмент осциллограмм напряжения и тока в ключе Sw_1 при замене в модели блоков идеальных ключей на блоки IGBT1 с параметрами, указанными на рис. 6 Fig. 8. Fragment of oscillograms of voltage and current in the switch Sw_1 when replacing the ideal switch blocks in the model with IGBT1 blocks with the parameters indicated in Fig. 6
Рис. 9. Модель DC/DC-преобразователя для повышающего режима работы Fig. 9. Model of the DC/DC-converter for step-up operation mode
Рис. 10. Графики токов в IGBT2, D2 и L при PWM_3ad = 10,5 и Е_ип = 240 В Fig. 10. Graphs of currents in IGBT2, D2 and L under PWM set= J 0.5 and E un = 240 V
Рис. 11. Графики u_C2, i_C2 и i_R при PWM_3ad = 10,5 и Е_ип = 240 В Fig. 11. Graphs of u_C2, i_C2 and i_R under PWM set =L L 0.5 and E un = 240 V
Для исключения из расчетов начального переходного процесса включения ОС/ОС-преобразователя в схему модели вместо конденсатора С2 был введен блок маскируемой подсистемы конденса-тор_2 (рис. 13), которая состоит из блоков масштабирующего коэффициента 1/С, ин-
тегратора и управляемого источника напряжения и_С. На вход 1 подается внешний сигнал тока конденсатора 1_С, на вход 2 - значение начального напряжения и_С0. Подсистема имеет два коннектора +и_С и -и_С для подключения к внешней цепи.
Рис. 12. Сигнал напряжения и тока IGBT2 Fig. 12. Signal of voltage and current IGBT2
Рис. 13. Блок маскируемойподсистемы конденсатор_2 Fig. 13. Block of the masked subsystem - capacitor_2
Параметр маски C задает значение емкости. Модифицированная схема модели DC/DC-преобразователя показана на рис. 14. В ней на вход ^ блока конденсатор_2 подается алгебраическая сумма втекающих и вытекающих токов ^ = ^2 - ^аг, а начальное значение напряжения на конденсаторе задается в блоке и_С2_нач. В модель вместо блока индуктивности L была введена маскируемая подсистема -индуктивность - с двумя коннекторами
Рис. Fig. 14.
Управление DC/DC-преобразовате-лем производится сигналом PWM_зад, поступающим на вход блока PWM Generator через блок Ограничение, введенный в модель для ограничения управляющего воздействия в пределах ±1.
Оценка динамических свойств DC/DC-преобразователя производилась по осциллограммам переходных процессов при скачках управляющего воздействия PWM_зад и сопротивления нагрузки R_наг как в режиме понижения, так и в режиме повышения выходного напряжения. На рис. 15 приведена осциллограмма токов i_Sw1, i_D1 и i_L при изменении PWM_зад от начального значения 0,333 до нуля, то есть
(-^ и для подключения к внешней цепи и входом ^0 задания начального значения тока (рис. 14).
Подсистема построена аналогично подсистеме конденсатор, но имеет внутренний датчик напряжения и внутренний управляемый источник тока, подключенные непосредственно к коннекторам, и параметр L, задающий значение индуктивности, а, следовательно, и масштабирующий коэффициент на входе интегратора.
уменьшения скважности Sw1 до 50%. Отработка скачка управляющего воздействия носит колебательный характер со средней степенью затухания. При заданных значениях L = 560 мкГн, С_2 = 65600 мкФ период собственных колебаний т0 = = 27 мс, что хорошо согласуется с периодом колебаний на рис. 15. Однако уменьшение скважности приводит в модели к спаданию токов до отрицательных значений, чего не может быть в реальной схеме из-за наличия диодов D1 и D2. Для устранения выявленного недостатка в модель был введен дополнительный переключатель u_Sw2a, управляемый значением тока ^ и отключающий сигнал напряжения u_C2 от входа
14. Модель DC/DC-преобразователя при блоке индуктивности L была введена маскируемая
подсистема - индуктивность с двумя коннекторами (-i_L и +i_L) Model of the DC/DC-converter. Inductance block L is replaced with the masked inductance subsystem
with two connectors (-i_L and + i_L)
Исследование динамических свойств и способов управления ОС/ОС-преобразователем на компьютерной модели
сумматора в цепь моделирования индуктивности (рис. 16). Для устранения «зависания» расчета в момент достижения током ¡_Ь нулевого значения в параметрах блока u_Sw2a принудительно было задано время
дискретизации Sample time = 1e-5 c. После этого переходный процесс (рис. 17 и 18) качественно почти не изменился за исключением начального участка и уменьшения амплитуд колебаний.
.¿¿rape НЕЕ
|аа £>\ß> fi> a es щ в i -m \
Рис. 15. Осциллограмма токов i_Sw1, i_D1 и i_L
при PWM_зад от 0,333 до нуля Fig. 15. Oscillogram of currents i_Sw1, i_D1 and i_L under PWM set from 0.333 to zero
Рис. 16. Параметры блока u_Sw2a Fig. 16. Parameters of the block u_Sw2a
"¿¿pope
|en £> ß> ß> ЛШШ S i ü 1
0 0.01 D.02 0.03 0.04 0.05 0.06 Time offset: О
Рис. 17. Осциллограммы токов i_Sw1, i_D1
и i_L при понижении напряжения Fig. 17. Oscillograms of currents i_Sw1, i_D1 and i_L under voltage bucking
Рис. 18. Осциллограммы U_C2, i_C2 и i_R при понижении напряжения Fig. 18. Oscillograms of U_C2, i_C2 and i_R under voltage bucking
На рис. 19 и 20 приведены осциллограммы для работы в режиме повышения напряжения при изменении PWM_зад от начального значения -0,5 до -0,8, то есть уменьшения скважности Sw2 с 25 до 10% при R_наг = 1,86 Ом и задании начальных
условий i_L0 = 220 А, и_С2_нач = 320 В.
Это уменьшает установившееся напряжение на нагрузке до 267 В.
Характер переходных процессов аналогичен рассмотренному ранее режиму понижения напряжения (рис. 17 и 18).
Значительное перерегулирование и слабое демпфирование колебаний в реакции DC/DC-преобразователя с разомкнутой системой управления указывают на необходимость применения замкнутых систем управления и разработки алгоритмов управления, адекватных объекту. Кроме того, следует учесть, что применение одного ШИМ-генератора для управления двумя ключами DC/DC-преобразователя вызывает определенные трудности при переходе из режима понижения в режим повышения напряжения и обратно. Для получения граничного выходного напряжения
Рис. 19. Осциллограммы токов i_Sw1, i_D1, i_L
при изменении PWM_3ad от -0,5 до -0,8 Fig. 19. Oscillograms of currents i_Sw1, i_D1, i_L under PWM_3ad changes from -0.5 to -0.8
и_наг = Е_ип в режиме понижения требуется ШИМ = 100% (подавать PWM_зад = —1), а в режиме повышения требуется ШИМ = 0% ^М_зад = -1), то есть скачком менять сигнал задания.
Для реализации модели с замкнутой системой регулирования и упрощения схемы, реализующей переход между режимами повышения и понижения напряжения в модели (рис. 21) применены два блока PWM Generator и радикально изменена схема формирования управляющих сигналов PWM_зад1 и PWM_зад2. Задание напряжения на выходе преобразователя и_зад и сигнал обратной связи по напряжению U_C2 поступают на вход блока PID Контроллер, выход которого через масштабирующий множитель, блоки ограничения сигнала и сумматоры формирует требуемые управляющие сигналы. Предполагается, что рабочий диапазон выходного сигнала PID составляет 0...2, причем зона PID = 0.1 управляет изменением сигнала PWM_зад1 в пределах -1...+1 при PWM_зад2 = -1, а зона PID = 1.2 управляет изменением сигнала PWM_зад2
Рис. 20. Осциллограммы U_C2, i_C2 и i_R при изменении PWM_3ad от -0,5 до -0,8 Fig. 20. Oscillograms of U_C2, i_C2 and i_R under PWM_3ad changes from -0.5 to -0.8
Рис. 21. Модель DC/DC-преобразователя при использовании 2 блока PWM Generator Fig. 21. DC / DC-converter model when using two PWM Generator blocks
в пределах -1...+1 при PWM_зад1 = 1. Умножение сигнала PID на масштаб PWM = 2, последующее ограничение на уровнях 0 или 2 и вычитание Смеще-ния_PWM1 = 1 согласует пределы рабочего диапазона сигнала PID с диапазоном -1...+1 входных сигналов блоков PWM Generator. Для канала PWM_зад2 до ограничения вычитается Смещение_PWM2 = 2, что разделяет зоны действия сигналов PWM_зад1 и PWM_зад2.
Добавление к сигналу PID константы PWM_зад0 позволяет имитировать начальное значение интегральной части PID контроллера.
На рис. 22 и 23 приведены осциллограммы для работы системы с П-регулятором в режиме понижения напряжения при изменении и_зад от начального значения 100 В до 110 В при t = 0,01 c за счет блока Скачок и_зад. Они получены при R_наг =1 Ом и задании начальных условий PWM_зад0 = 0,418, ^нач = 100 А, и_С2_нач = 100 В. Коэффициент передачи пропорциональной части PID К_пр = 0,05 совместно с коэффициентом передачи объекта управления К_оу = 100/0,418 = 240 и единичном коэффициенте обратной свя-
зи обеспечивает достаточно большой общий коэффициент передачи контура регулирования К_общ = К_пр К_оу = 12. Отрицательная обратная связь по напряжению нагрузки примерно в 3,5 раза уменьшает период колебаний, но не уменьшает колебательности системы, а наоборот, увеличивает ее, если в качестве показателя затухания использовать отношение двух соседних амплитуд. Из рис. 23 видно, что скачок задания в 10 В при заданном значении К_пр вызывает изменение выхода регулятора и_РЮ почти в полном диапазоне изменения ШИМ для Sw1 за время первого колебания и это вызывает примерно трехкратный бросок тока в индуктивности и почти двойное перерегулирование в изменении и_наг относительно приращения установившегося значения.
На рис. 24 и 25 приведены осциллограммы работы системы с П-регулятором при тех же параметрах и начальных значениях, но при отработке десятикратно увеличенного скачка задания. Это увеличивает первый бросок выхода регулятора и_РЮ до 5,5, но реально действующее значение ограничивается на уровне 1. Поэтому амплитуда первого броска тока ^ увеличи-
вается не в 10 раз по сравнению с рис. 22, хотя и составляет более 1100 А. Это приводит к нарастанию выходного напряжения до заданного значения и_зад = 200 В примерно за 6 мс, затем происходит резкое
спадание тока до нуля и бестоковая пауза на примерно такое же время. Далее возникают колебания с амплитудой, вдвое превышающей амплитуду на рис. 22.
I ,-> „Si ti 111' >
|вВ A ES В Q в ü 1
Рис. 22. Осциллограммы токов i_Sw1, i_D1 и i_L
при изменении и_зад от 100 В до 110 В Fig. 22. Oscillograms of currents i_Sw1, i_D1 and i_L under U зад variation from 100 V to 110 V
Рис. 23. Осциллограммы U_Sw2, i_Sw2 и U_PID
при изменении и_зад от 100 В до 110 В Fig. 23. Oscillograms of U_Sw2, i_Sw2 and U_PID under U зад variation from 100 V to 110 V
IPI», ВВЦ
|«а P SS> ß> А1Б В 1 -ff 1
Рис. 24. Осциллограммы токов i_Sw1, i_D1 и i_L с П-регулятором при тех же параметрах и начальных значениях Fig. 24. Oscillograms of currents i_Sw1, i_D1 and i_L with P-regulator for the same parameters and initial values
Рис. 25. Осциллограммы U_Sw2, i_Sw2 и U_PID с П-регулятором при тех же параметрах
и начальных значениях Fig. 25. Oscillograms of U_Sw2, i_Sw2 and U_PID with P-regulator for the same parameters and initial values
Поскольку объектом управления является звено второго порядка, для демпфирования колебаний в закон управления необходимо ввести отрицательную обратную связь по производной выходного напряжения. Это можно сделать за счет дифференциальной составляющей ПИД-регулятора, однако на практике это может уменьшить чувствительность к высокочастотным помехам.
Альтернативным вариантом может быть применение обратной связи по току, протекающему через конденсатор С2, поскольку этот ток пропорционален производной напряжения на конденсаторе. На рис. 26 и 27 приведены осциллограммы работы системы с П-регулятором при отработке скачка задания 10 В, при тех же параметрах и начальных значениях, но при введении в сигнал управления обратной связи по сигналу ^С2 = ^2 - ^наг с коэффициентом К_Ю2 = 0,0025 1/А. Посколь-
ку сигнал ^С2 содержит переменную составляющую с частотой ШИМ, для ее подавления в цепь обратной связи введен Фильтр РММ, представленный инерционным звеном с постоянной времени 1 мс. Подбор значения К_Ю2 позволил получить график изменения выходного напряжения близкий по форме к оптимальному, однако при этом не удалось существенно уменьшить амплитуду первого броска токов (см. рис. 26 и 22), поскольку она определяется длительностью фронта нарастания и_С2 и значением емкости С2.
Альтернативным вариантом управления может быть введение в ПД-регулятор интегральной составляющей и снижение быстродействия за счет перераспределения соотношения между пропорциональной и интегральной составляющими сигнала выхода регулятора в пользу интегральной части.
L-^jS.cope ЕНИ1
|es P ß>\ß> Л Ш Ш ВЦ 1
Scope2
ЕЖ)®
Рис. 26. Осциллограммы токов i_Sw1, i_D1 и i_L П-регулятором при отработке скачка задания 10 В Fig. 26. Oscillograms of currents i_Sw1, i_D1 and i_L with a P-regulator uder step response of a 10V reference jump
Рис. 27. Осциллограммы U_Sw2, i_Sw2 и U_PID П-регулятором при отработке скачка задания 10 В Fig. 27. Oscillograms of U_Sw2, i_Sw2 and U_PID with a P-regulator under step response of a 10V reference jump
На рис. 28 и 29 приведены осциллограммы работы системы с ПИ-регулятором и обратной связи по току ^С2 при отработке скачка задания 10 В. Выбран вариант настройки с К_пр = 0,005, К_ин = 1 с-1, К_Ю2 = 0,0011/А. За счет затягивания длительности фронта нарастания и_С2 до 10 мс удалось вдвое уменьшить первый бросок токов. За счет уменьшения К_пр в 10 раз по сравнению с предыдущей настройкой фактически исключены колебания, а перерегулирование не превышает 10%.
На рис. 30 и 31 приведены осциллограммы отработки возмущения в виде скачкообразного уменьшения сопротивления нагрузки до 0,5 Ом. Динамическая просадка напряжения и_С2 не превышает 5% заданного значения, а броски токов 50% от разности установившихся значений.
Можно утверждать, что полученный вариант настройки параметров регулятора и обратной связи по току обеспечивает
близкий к оптимальному характер переходных процессов как при управляющем, так и при возмущающем воздействии. Комбинация из ПИ-регулятора и обратной связи по току конденсатора выходного фильтра позволяет гибко изменять длительность и качество переходных процессов. При задании конкретных требований по быстродействию и допустимым динамическим ошибкам значения параметров регулятора могут быть скорректированы для достижения заданных показателей.
Потери в преобразователях обусловлены потерями на проводимость в транзисторах и омическими потерями в дросселях. В предложенной модели и конструкции DC/DC преобразователя количество транзисторов и дросселей не изменилось по сравнению с базовой, поэтому и потери, а, следовательно, и коэффициент полезного действия остались на уровне базовой модели.
[ Scope2 QUI®
\&m £>ß>ß> ÄE3 4
1 ! !
........Г J?.....: ---
I, A LSw2
U, В i i > i I
Рис. 28. Осциллограммы i_Sw1, i_D1 и i_L с ПИ-регулятором и обратной связи по току
i_C2 при отработке скачка задания 10 В Fig. 28. Oscillograms of i_Sw1, i_D1 and i_L with PI controller and i_C2 current feedback under step response of a 10V reference jump
Рис. 29. Осциллограммы U_Sw2, i_Sw2 и U_PID с ПИ-регулятором и обратной связи по току i_C2
при отработке скачка задания 10 В Fig. 29. Oscillograms of U_Sw2, i_Sw2 and U_PID with PI-regulator and current feedback i_C2 under step response of a 10V reference jump
%?)'! "! !!*!"!>"! L) 0"!!"!""! !
Рис. 30. Осциллограммы i_Sw1, i_D1, i_L отработки возмущения в виде скачкообразного уменьшения Rh до 0,5 Ом Fig. 30. Oscillograms of i_Sw1, i_D1, i_L of disturbance response in the form of a stepwise decrease of Rh to 0.5 Ohm
Рис. 31. Осциллограммы U_C2, i_C2 и i_R
отработки возмущения в виде скачкообразного уменьшения Rh до 0,5 Ом Fig. 31. Oscillograms of U_C2, i_C2 and i_R of disturbance response in the form of a stepwise decrease of Rh to 0.5 Ohm
Выводы
Предложена компьютерная модель согласующего ОС/ОС-преобразователя, построенная из элементов библиотеки SimPowerSystems МА ПАБ/ ЗШНпк.
Выполнены исследования динамических свойств и сравнительный анализ способов управления ОС/ОС-преобразователем на компьютерной модели. Регулятор ПИ обратной связи по току
дает больше преимуществ по сравнению с другими вариантами.
За счет разработки согласующего преобразователя энергии и принципов его управления предложена возможность стабилизировать емкость корабельной аккумуляторной батареи, повысив возможность маневрирования кораблей, в том числе и для подводных аппаратов (батискафы, необитаемые глубоководные аппараты и т.д.).
Библиографический список
1. Карзов Б.Н., Кастров М.Ю., Жикленков Д.В. По-нижающе-повышающий преобразователь с малыми перенапряжениями на полупроводниковых компонентах для ККМ с универсальным входом // Практическая силовая электроника. 2009. № 1(33), С. 6-12.
2. Черных И.В. Моделирование электротехнических устройств в MATLAB, SimPower Systems и Simulink. М.: ДМК Пресс, СПб: Питер, 2008. 288 с.
3. Образцов А., Образцов С. Схемотехника DC/DC преобразователей // Современная электроника. 2005, № 3. C. 36-43.
4. Robin Vujanic. Design and Control of a Buck-Boost DC-DC Power Converter. Supervision: Dr. S. Mariethoz Prof. M. Morari. Semester Thesis July. 2008, 65 p.
References
1. Karzov B.N., Kastrov M.Ju., Zhiklenkov D.V. Buck-Boost converter with low overvoltages on semiconductor components for power factor correction (PFC) with universal input. Prakticheskaja silovaja jelektronika [Practical power electronics], no. 1(33), 2009, pp. 6-12. (in Russian).
2. Chernyh I.V. Modelirovanie jelektrotehnicheskih ustrojstv v MATLAB, SimPower Systems i Simulink [Modeling electrical devices in MATLAB, SimPower
Systems and Simulink]. Moscow: DMK Publ., Saint-Petersburg: Piter Publ., 2008, 288 p. (In Russian).
3. Obrazcov A., Obrazcov S. DC / DC converter circuitry. Sovremennaja elektronika [Modern electronics], 2005, no. 3, pp. 36-43. (In Russian).
4. Robin Vujanic. Design and Control of a Buck-Boost DC-DC Power Converter. Supervision: Dr. S. Mariethoz Prof. M. Morari. Semester Thesis July, 2008, 65 p.
Критерии авторства
Константинов Г.Г., Фам Конг Тао, Киселев В.И. заявляют о равном участии в получении и оформлении научных результатов и в равной мере несут ответственность за плагиат.
Конфликт интересов
Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.
Authorship criteria
Konstantinov G.G, Pham Kong Tao, Kiselev V.I. declare equal participation in obtaining and formalization of scientific results and bear equal responsibility for plagiarism.
Conflict of interests
The authors declare that there is no conflict of interests regarding the publication of this article.
