CC BY
34
Рис.1.
ТЕХН1КА ТА ПРИСТРО1 НВЧ Д1АПАЗОНУ
УДК 621.372.828
Д1ПЛЕКСЕРИ САНТИМЕТРОВОГО ТА М1Л1МЕТРОВОГО Д1АПАЗОН1В ДОВЖИН ХВИЛЬ НА ОСНОВ1 ПОЗДОВЖН1Х 1НДУКТИВНИХ Д1АФРАГМ
Сжов О.В., Омеляненко М.Ю., Туреева О.В.
Представлено нову конструкцт хвилеводного дтлексера з плечима, розташовани-ми в Н-площинг, та Е-площинними фгльтрами.. Розроблено програму електродинамгч-ного анал1зу, синтезу та оптим1зацИ розм1р1в дтлексера.
Вступ
Бурхливий розвиток техшки сантиметрового та мшметрового дiапазо-шв довжин хвиль спонукае до створення малогабаритних високотехноло-пчних придатних для масового виробництва вузл1в вщ-повщно! апаратури з характеристиками, що вщповща-ють сучасному рiвню вимог до них. В робот розглянута нова конструкцiя хвилеводного Н-площинного дшлек-сера з хвилеводно-планарними штегральними фiльтрами в Е-площиш (рис.1). Описаш в лiтературi дiплексери з Т-з'еднаннями [1-3] мають значнi габарити та складну конструкцiю, а Е-площинш дiплексери [2] не дозволяють незалежно змiнювати смуги про-пускання фiльтрiв, бо фiльтри в обох плечах виконаш на единiй пластинi. Запропонована конструкщя розташована в Н-площиш, але плечi дшлексе-ра мають спшьну вузьку стiнку, що значно зменшуе розмiри та спрощуе технологiю виготовлення пристрою. Завдяки простотi та використанню ш-тегральних хвилеводно-планарних фiльтрiв конструкщя вщповщае сучасному рiвню з точки зору як електричних, так i масо-габаритних та техноло-пчних показникiв. Оскiльки метало-дiелектричнi хвилеводно-планарнi фь льтруючi структури внаслiдок наявностi дiелектрика в мiсцi найбшьшо! напруженостi електричного поля мають бiльшi втрати, шж металевi структури, то для фшьтрацп в данiй конструкци використовуються фiльтри саме на металевих шдуктивних поздовжнiх дiафрагмах в прямокутному хвиле-водi.
Теоретичнi викладки
Дiплексер (рис.2а) складаеться з вхiдного плеча 1, вихщних плечей 2 i 3, в яких на вщ-станях й1 та ^ вiд краю перегородки 6 розта-шованi фшьтри на шдуктивних смужках (вiдповiдно 4 i 5), та надрозмiрноl областi 7. З метою аналiзу конструкщю було розбито на базовi блоки: з'еднання хвилеводiв рiзноl ши-рини (стрибок ширини в Н-площиш); вiдрiзок Рис. 2а
Ь±1
Я-
регулярного прямокутного хвилеводу; роз-галуження хвилеводу в Н-площиш; мета-лева смужка в прямокутному хвилеводь На рис.2б представлена еквiвалентна схема дiплексера, що складаеться з матрицi з'еднання хвилеводiв в Н-площиш вщ-рiзка хвилеводу надрозмiрноl ширини до-
Рис.2б
вжини д, матрицi розгалуження хвилеводу 52, вiдрiзкiв хвилеводiв й1 и й2 матриць фiльтрiв 5/1 и 5/2, що складаються, в свою чергу, з матриць розсiювання шду-ктивних дiафрагм в прямокутному хвиле-водi 5/ и £/', роздшених вiдрiзками хвиле-водiв довжинами //, /" вiдповiдно. Розгля-немо процес пошуку матриць розсiювання базових блоюв.
1. Неоднорiднiсть у виглядi з 'еднання хвилеводiв рiзноl ширини. При падшш хви-лi Н10 на таку неоднорiднiсть з боку облас-тi I (рис.3) електричне та магштне поля в
X
а
Ь,
Ьо о
0 2
Рис.3. Неоднорщшсгь в прямокутному хвилевод - стрибок ширини хвилеводу
областях до i пiсля неоднорiдностi можна записати як:
е(:] = т А:+в: (х>:г + х А: - в: (х>
,гКг
н(;] = -Х а
в:(х),
v+ УС. т
т
- ¿вт?
7
+ х а
в:(х),
V- т т
(1) (2)
де шдекс v=I, II вказуе належшсть величини до областi I або II, вщповщно; Ат+, Ат~ - амплiтуди падаючо! та вщбито! хвиль т-\ моди; в! (х) - орто-гональнi нормованi власнi функцп; в! - постшна розповсюдження т-1 мот - хвильовий ошр т-1 моди.
На межi областей (2=0) поля мають бути рiвнi. Якщо при цьому помно-жити обидвi частини (1) i (2) на вП(х) та штегрувати по ширинi хвилево-дiв, то, враховуючи ортогональнiсть функцiй вV(х), отримуемо
А1++4-=±(++а:-)в:т№, к А:-)вт^=А?++А,
т=1 Ьо :=1
Обмежуючись скiнченою кiлькiстю мод Иа в областi I i Ив в област II, записуемо в матричному виглядi
г а1 + + а 1- = n (ап+ + а11-) (3)
{€(- а и + а1 -)=- а"+ + ап-'
де
8
А
51'
й
ч
й
т=1
:=1
: =1
т =1
b1 II I
N n,m = J Q" (x Q (x )dx, N=1...Na, "=1...Nb,
b
G
N
z
II b1
JQm (xQ(x)dx, N=1..Nb, "=1..Na,
n,m rj I J /z-'n
zm bG
(4)
(5)
Пеpегpyпyвaвши (3), oтpимyeмo зaлежнiсть aмплiтyд вiдбитих хвиль вiд пaдaючих, тобто ^еф^е^ти мaтpицi poзсiювaння
Г ai -= N {NN - n)ai + + 2MAU \ a11 + = 2VNA1 + + V{A - NN) -
де E'-oдиничнa мaтpиця, N = (A + NN)1, V = {NN + E)
Шдсгавляючи в (4), (5) виpaзи для QV(x ), MaeMo
Nnm =
2m
bab ( n л 2
m
sm
n % b1
{- 1)" -
sm
n % bG
N, = KN
ß
B n, m
2. Матриця розсЮвання розга-луження хвилеводу (рис.4) при збу-дженш хвилею Н10. Як i paHrne, не-o6x^ho зaписaти виpaзи для склaдo-вих eлeктpoмaгнiтнoгo пoля в тpьoх oблaстях. У вiдпoвiднoстi дo рис.4 мoжнa зaписaти, вpaхoвyючи лише пepшi NA, NB1 i NB2 мoди вiдпoвiднo в oблaстях I, II, III, yмoвy piвнoстi ш-лiв Ha гpaницi z=G: для eлeктpичнoгo шля:
Рис.4 - Нeoднopiднiсть в прямсжутнсму хвидевсд1 - poзгaлyжeння хвидеваду
NA / \
lAm + Am -)m {x ) при x e [G;W ]=\
m=1
B1 / \
+ a"{x) при x e [0;a]
m=1
G при x e [a;s] (6)
I2 A"11 + + Am11 - ) {x) при x e [s; W]
для Mararraoro шля:
na - A1 + + A1 -
I A"z A" Q" (x) при x e
m=1 z „„,
[G;W ] =
Nb1 - a11 + + A11 -
I ^m ^ лm
m=1 Z1"
Q" {x) при x e [G;a ]
пйв Nb 2
при x e
[a;s ]
- A111 + + A111 -
I Am + Am
m=1 Z 2
q" (x)
при x e
[s; W ]
2m
(7)
Шляхoм мнoжeння (6) m Q^ (x), a (7) пoслiдoвнo m QЩ (x) i Qf (x) з тодБльшим iнтeгpyвaнням oтpимaних виpaзiв пo ширин хвилeвoдiв в^го-
n
1
2
m
a
a
b
a
%
о
m
вщно I, II i III отримуемо систему матричних рiвнянь:
'л1 + + л1 - — N {л11 + + л11 -)+N2 {л111 + + л111 -) л1 + + л1 -)=- л11 + + л11 - ,
N {- л1 + + л1 -)=- л111 + + л1
\ ш -
(8)
де
Яит = I 0£ {х№ {х)х, N=1..^ т=1..ят,
о
ш
€2„т = I ет1 Ш{х, т=1..^2,
7 а
= ^ I & (х № {х ¥х, ^-^Ь т=1..Д4,
N
I
2 п,т
I
2п I ет ШТ {х)ь,т=1..ш
(9)
(10)
(11) (12)
Щоб знайти елементи матриц розсiювання, необхiдно перетворити систему (8) до вигляду
л — $п л + $12 л + $в л
л — $21л + $22л + $23л
111 -
111 -
(13)
л + — $31л+ + $32л + $33л
III-
Для цього останш два рiвняння системи (8) множимо вщповщно на N1 i N,2 та додаемо до першого; далi отриманий вираз пiдставляемо в останш два рiвняння. В результат отримуемо:
" 2€1 N. 2^1 N 2
€ — N { - ) $ - 2 N - 2 N2
_N2 { - 2) - 2N2^1 N1 Е - 2€2€N2
де и — { + NN + N2N)-1, и2 — -{Е- NN - N2N2).
Пiдставивши в (9)-(12) вирази для власних функцш та проштегрувавши, отримаемо:
/ ,\т (ппа Л
{-1) ^Ы), т=1...^ь
^ — 2т
1п,т~ I 777 у ч 2 / \ 2
а%Ыаш ( п ] (т
ш
N —KN , т=1...^ь
~^1т,п р 1п,т
т 5
а
N 2
2 m
W
ь n4bW~
L2 N2 =
2 m ,n q 2n,m
P 2 m
W
N=1...NA, m=\...NB2;
N=\...Na, m=l...NB2.
Рис.5. Декомпозицiя металево1 смужки в прямокутному хвилеводi
3. Матриця розсЮвання металевоЧ смужки в прямокутному хвилевоЫ (рис.5) - з'еднання матриць розсдавання двох розгалужень хвилевод1в (1,2) з двома матрицями вщр1зюв прямокутних хвилевод1в (3, 4). Результати розрахунюв Методика синтезу дшлексера базу-еться на тому явишд, що в смуз1 пропус-кання фшьтра в одному плеч1 в шшому завдяки властивостям ^-пло-щинних фшьтр1в створюеться режим, близький до режиму короткого замикання. Тому в першому наближенш розрахунок дов-жин вщр1зюв хвилевод1в q, d1, d2 (рис.2) можна виконувати при наявност електричних стшок в одному чи шшому плеч1 дшлексера. Р1зниця фаз коефщ1ента вщбиття реальних фшьтр1в та короткого замикання компенсуеться корекщею довжин вщр1зюв d1 та d2. Уточнення розм1р1в дшлексера проводиться на за програмою оптим1заци з цшьовою функщею
F (q,d 1 ,d 2 )= — I y Vkc х 1 (q,d 1 ,d 2 ,f )+ kc х 2 (q,d 1 ,d 2 ,f )) +
n f { f = f 1
f \ J J min 1
+ £ ^kc х 1 (q,d 1,d 2, f )+ kc х 3 (q,d x,d 2,f ))l
f = fmin 2 J
де KCXi - КСХ вщ i-го порту; fmin i, fmax i - нижня и верхня частоти i-го каналу (i=1, 2); nf - кшьюсть частот в смуз1 пропускання канального фшьтра, де розраховуеться КСХ.
На основ1 наведеного алгоритму проведено розрахунок дшлексера з чотирьохре-зонаторними фшьтрами для смуги частот 7912...7996 МГц та 8178...8262 МГц.
а)
Рис.6.
n ж s
2
2
п
т
ь
Частотш залежност КСХ вхщного плеча та втрат в каналах дшлексера наведет на рис.6 а i б, вщповщно.
Висновки
Запропонована конструкцiя хвилеводного дшлексера з плечима в Н-площиш та ^-площинними фiльтрами, для яко! створена комп'ютерна про-грама електродинамiчного аналiзу та оптимiзацil. Побудована методика синтезу апробована при проектуванш дшлексера з чотирьохрезонаторними фшьтрами для смуги частот 7912...7996 МГц та 8178...8262 МГц i може ви-користовуватись при конструюванш дiплексерiв сантиметрового та мь лiметрового дiапазонiв довжин хвиль дано! та схожих конструкцш.
Лггература
1. Yu Rong, Hui-wen Yao, K.A. Zaki and T. Dolan. Millimeter wave H-plane diplexers //
1999 Vol. III [MWSYM] - PP. 1347-1350.
2. Dittloff J., Arndt F. Rigorous Field Theory Design of Millimeter-Wave E-Plane Inte-
grated Circuit Multiplexers // IEEE Trans.: V. MTT-37.- 1989.- No. 2.- PP. 340-350.
3. Dittloff J., Arndt F. Computer-Aided Design of Slit-Coupled H-Plane T-Junction Di-
plexers with E-Plane Insert Filters//IEEE Trans. MTT-36. 1988. No.12. PP.1833-1840.
4. Маттей Д.Л, Янг Л., Джонс Е.М.Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи свя-
зи - М: Связь, 1972
5. Омеляненко М.Ю., Цымбал В.И. Синтез интегральных фильтров на основе частично заполненных волноводов // Радиоэлектроника.- 1984.- № 5.- С.65-67.
Ежов А.В., Омеляненко М.Ю., Туреева О.В. Диплексеры сантиметрового и миллиметрового диапазонов длин волн на основе продольных индуктивных диафрагм
Представлена конструкция волноводного диплексера с плечами, расположенными в Н-плоскости, и Е-плоскостными фильтрами. Разработана программа анализа, синтеза и оптимизации размеров диплексера.
Iezhov A., Omelianenko M., Turieieva O. Centimeter and millimeter wavelength diplexers based on longitude inductive septa
The new design of H-plane waveguide di-plexer with E-plane filters is proposed. A program for electromagnetic simulation of the proposed design was developed as well as synthesis principles and diplexer's dimensions optimization program.
