CC BY
47
Жебрун Евгений Андреевич E-mail: JackJK@mail.ru.
Кафедра систем автоматического управления; магистрант.
Tsibin Michael Sergeevich
Taganrog Institute of Technology - Federal State-Owned Autonomy Educational Establishment of Higher Vocational Education “Southern Federal University”.
E-mail: mc.tsibin@gmail.com.
44, Nekrasovskiy, Taganrog, 347928, Russia.
Phone: +79514974071.
The Department of Automatic Control Systems; Assistant.
Zhebrun Evgenij Andreevich
E-mail: JackJK@mail.ru.
The Department of Automatic Control Systems; Master.
УДК 621.372
A.B. Золоторев, MX. Цыбин БЕЗДРЕЙФОВЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ СПЕКТРА
Рассмотрено применение принципа и общей методики схемотехнического проектирования схем с взаимной компенсацией для наиболее сложного в структуре СФ-блоков ограничителя спектра, представляющего собой "бездрейфовый" фильтр нижних частот. Показана целесообразность использования структур Антонио в фильтрах с взаимной компенсацией. Сформулирована и решена задача синтеза структур D-элементов с взаимной компенсацией влияния частоты единичного усиления ОУ на частоту полюса.
Собственная и взаимная компенсация; компенсирующие контуры обратных связей; сложно-функциональные блоки (СФ-блоки).
A.V. Zolotarev, M.S. Tsibin DRIFT-STABILIZED LOW-PASS FILTER
Application of a principle and the circuit design general technique of schemes with cancellation for the most difficult low-pass filter in IP-blocks structure is considered. It is representing drift-stabilized low-pass filter. Reasonability of Antonio’s structure using in filter with cancellation is shown. The problem D-elements with cancellation of influence OA gain bandwidth structures synthesis on pole frequency is formulated and solved.
Self compensation and cancellation; compensation feedback loop; IP-block.
Введение. Создание современных смешанных СнК, ориентированных на системы технической диагностики, предполагает разработку входных СФ-блоков, обеспечивающих взаимодействие с внешними источниками первичной информа-. -, - . Основной задачей создания таких ФНЧ является минимизация дрейфа нуля. Именно её величина в основном ограничивает минимальное значение опорного напряжения и непосредственно влияет на допустимые технологические нормы производства СнК в целом. Кроме того, дополнительные требования к стабильности (неравномерности) АЧХ такого фильтра в полосе пропускания предопределяют целесообразность использования лестничных структур [1].
Особенность функций параметрических чувствительностей таких структур в широком диапазоне частот показывает, что влияние пассивных (частотозадающих)
элементов приводит в основном только к смещению граничной частоты полосы пропускания, и доминирующими факторами, определяющими точность преобразования сигнала в полосе пропускания, являются активные элементы, в частности ОУ. Для существующих технологий эта проблема является доминирующей и определяет конечную эффективность лестничных ФНЧ в соответствующих СФ-.
для решения именно этой задачи. В качестве базовых функциональных элементов лестничных фильтров используются нормальные Б-элементы (суперемкости) [1], имеющие входную проводимость
^ = Р2С1С2Щк/^ , (1)
где Я; - сопротивление источника сигнала; к - коэффициент пропорциональности. Компенсация влияния доминирующих параметров активных элементов.
В общем случае произвольное по своему функциональному назначению и структуре АЯС-устройство можно рассматривать в виде совокупности N дифференциальных операционных усилителей и п ЯС-цепей первого порядка, связанных между собой посредством коммутатора, в состав которого могут входить только рези-
( . 1).
Рис. 1. Обобщенная структура АИС-устройств с дифференциальными операционными усилителями
Если ОУ описываются передаточной функцией первого порядка
1
К (р ) = ~К. (р )=-
(2)
V//} + р/П]
то передаточная функция обобщенной структуры будет иметь следующий вид:
Р н] (Р) Ч (Р) (3)
ад- £± ,
і=^і і+_*_р. (р) 1+Л.р. (р)
П} я
где Щр), Р.(р) и Р)(р) - локальные передаточные функции для идеализированной
Структура локальной передаточной функции Р.(р) определяет деформацию основных (доминирующих) полюсов и характер дополнительных (недоминирующих) полюсов передаточной функции системы, поэтому она совместно с Щр) и Р.(р) определяет достижимый частотный диапазон проектируемого устройства.
В [1] доказано, что изменение локальных передач Н.(р) и Рі(р) при фиксированной передаточной функции идеализированной схемы возможно тогда и , -с дополнительным входом схемы (рис. 2).
Рис. 2. Структура АИС-устройств с дифференциальными ОУ и дополнительным
компенсируют им контуром
Передаточная функция этой структуры имеет следующий вид:
Ф(р )=Ф и (р )-
1
р (р)((р )+д н (р)
(4)
К (р)
1+-
КА
( (р (+А ріі (р )
где АН] (р) = Чк](р) и ДЧ] (р) = Чк](р).
Базовая схемотехника низкочувствительных Б-элементов. Можно достаточно строго показать, что для минимизации параметрической чувствительности лестничных фильтров необходимо использовать суперемкости, реализованные на базе двух ОУ. Причем, как показано в [1], лучшие результаты по динамическому диапазону дает звено Антонио с емкостной нагрузкой (рис. 3). В случае применения идентичных ОУ в схеме рис. 3 при р = 0,5 наблюдается собственная компенсация влияния частоты единичного усиления на затухание полюса. Однако указанная схема не обеспечивает минимизацию влияния частоты единичного усиления ОУ на граничную частоту, что приводит к необходимости введения дополнительных компенсирующих обратных связей. Как будет показано ниже, для сохранения заданной полосы пропускания в схеме (рис. 4) предварительно емкости всех конденсаторов уменьшены на 20 %. Так, для обеспечения потенциально минимального уровня дрейфа нуля и степени влияния ОУ на параметры О-элемента следует подробно рассмотреть схему на рис. 3.
Ж
Рис. 3. Звено Антонио с емкостной нагрузкой
Рис. 4. ФНЧ 3-го порядка с низким дрейфом нуля
1
Показанные в работе [1] соотношения позволяют предложить достаточно простую методику схемотехнического проектирования ФНЧ на базе Б-элементов с собственной и взаимной компенсацией влияния частоты единичного усиления на неравномерность АЧХ в полосе пропускания. Эта методика сопровождается
3- -
ческой неравномерностью в 0,1 дБ и граничной частотой 160 кГц. Отметим, что - 1,41 ,
следовательно, при АЯС-реадизации доминирующие параметры, определяющие влияние активных элементов на точность реализации, отсутствуют.
Принципиальная схема ФНЧ 3-го порядка, на основе указанного D-элемента показана на рис. 4.
Для рассматриваемого сквозного примера проектирования схем с взаимной компенсацией в схему фильтра заранее введены предварительные предыскажения (С¡=С2=С3=0,8 нФ) и результаты моделирования показаны на рис. 5.
3-J PORADOK.CIR OPA OP_37A.GBW=4MEG...6MEG
700.000 m
600.000 m
500.000 m
400.000 m
300.000 m
200.000 m
100.000m
0.000m
-100.000 m
-200.000 m
-300.000 m
-400.000 m
-500.000m 0.922И20.00[|К 50.000K B0.000K 110.000K 150.000K 180.912K
rihíVfniitlWñnTI Db(V(üUt2);'V(in):i
Puc. 5. АЧХФНЧ(puc. 4) с предварительными предыскажениями
Как видно из графика, влияние реальных условий эксплуатации ОУ (/1=4-6 МГц) приводит к неравномерности АЧХ в 0,63 дБ, что практически в 6 раз больше ожидаемой (аппроксимационной) (0,1 дБ) величины. Такое увеличение объясняется ростом порядка передаточной функции.
Для устранения влияния доминирующих параметров возможно использование в структуре D-элементов мультидифференциальных ОУ (МОУ) [2], имеющих в структуре входных каскадов дополнительные параллельно работающие диффе-.
и взаимной компенсации влияния «старших» коэффициентов (числители F¡¡ и F22) на АЧХ фильтра в полосе пропускания. Повышение уровня собственной компенсации влияния H¡ и П2 возможно выполнением условия К]=К2=1, при этом в ФНЧ 3-го порядка запас устойчивости обеспечивается R5, C3. Выполнение указанного равенства предполагает применение в структуре D-элемента МОУ1 (А-/=1) и
2 ( 2=1) ( . 6).
Результаты моделирования схемы (рис. 7) показывают, что основная погрешность фильтра обусловлена уменьшением граничной частоты фильтра на 25 %, позволяет получить неравномерность фильтра с учётом влияния реальных дестабилизирующих факторов (/1=4-6 МГц), точно согласующуюся с неравномерностью идеального фильтра. Как видно из АЧХ различных вариантов реализации рассматриваемого ФНЧ в широком диапазоне частот (рис. 8), применение МОУ в D- .
Для повышения эффективности контуров взаимной компенсации необходимо
/1 -
.
D- , . -
нительного входа схемы, при котором приращение локальных передаточных функций AHj (p) и AFjj (p) обеспечивает вещественную передачу компенси-
. /1j
должен обладать следующими свойствами:
♦ реализовать на входе одного из ОУ передаточную функцию:
1 N
Fkj(p) = K Ё fjj (Р), (5)
K j=i
где К - коэффициент, определяемый из условия параметрической оптимизации суммарной чувствительности схемы к влиянию параметров активных элементов;
♦ характеризоваться входным импедансом, допустимым для подключения используемого активного элемента.
Рис. 6. Бездрейфовый ФНЧ на базе МО У
Рис. 7. А ЧХ Чебышевского ФНЧ с собственной компенсацией (К1=К2=1)
Рис. 8. Сравнительные А ЧХ ФНЧ в широком диапазоне частот
Из принципиальной схемы фильтра (см. рис. 4) следует, что входом может являться один из «з^емленных» конденсаторов или один из входов ОУ. Именно в этом случае реализуется свойство «бездрейфовования» ФНЧ - отсутствие влияния ЭДС смещения ОУ на выходное напряжение схемы.
,
будет иметь следующий вид:
А(Р) , (6)
Ф(Р) =
В(р) + Д В(р)
причем приращение полинома знаменателя обусловлено влиянием основных параметров активных элементов:
А В(р) ^ 1 г Ґ Л| ^ / л
Р(р) + (р).
В(р) м/* і мпі
(7)
Условия взаимной компенсации имеют следующий вид:
дад
к
-УУ-іс1 ґпЛ — В(р) у у^ }к (р)
уу рКк
УУ Т7 Х к і 11
р* (р)-
• шт,
(8)
где Кк - масштабный коэффициент, связывающий дифференциальный вход 7-го ОУ с дополнительным к-м входом системы; ¥¡к( р) - передаточная функция на
выходе 7-го ОУ при использовании к-го входа.
Из соотношений (7) и (8) следует, что успех параметрической оптимизации коэффициентами Кк (У к ) определяется структурной «близостью» полиномов числителя локальных функций ¥(р) и ¥7к( р) (У к ).Таким об разом, задача (8) в общем случае решается перебором альтернативных вариантов и связана с достаточно сложной процедурой синтеза набора ¥^( р), даже при условии априорной информации о функции ¥7( р).
Реализация дополнительного компенсирующего контура обеспечивается дополнительным МОУ (рис. 9). Здесь компенсирующее напряжение передается в С2 D-элeмeнтa. Приведенная схема требует дополнительной параметрической оптимизации коэффициентов К], К2, обеспечивающих максимальный уровень компенсации и устойчивость работы фильтра и Кц=К22 (каналов МОУ 3). Максимизация уровня компенсации влияния частоты единичного усиления на граничную частоту ФНЧ приводит к условию Кц=К22=0,5.
а б
Рис. 9.ФНЧ 3-го порядка на базе МОУ с дополнительным компенсирующим контуром обратной связи (а) и АЧХфильтра (б) (К=0,8, К2=1, Кц=К22=0,5)
К
К
Требуемое предварительное увеличение граничной частоты фильтра, необходимое для учета нескомпенсируемого остатка, не превышает 10 %. Результаты
. 8 9, . -
( . 9, ),
аппроксимационного (методического) значения на границе полосы пропускания при изменении ^ МОУ от 4,0 до 6,0 МГц. На более низких частотах эта величина не превышает 0,076 дБ. В полосе заграждения, определяемого гарантированным ( . 8), .
Выводы. Полученные результаты для лестничных ФНЧ позволяют сделать следующие выводы. Во-первых, в цепях взаимной компенсации влияния частоты единичного усиления основных ОУ целесообразно использовать МОУ, обеспечи-
вающие сохранение численных значений пассивных элементов и снимающие дополнительные ограничения в виде неравенств на их номиналы. Однако граничные синфазные напряжения и диапазон частот для коэффициента ослабления этого напряжения должны превосходить полосу пропускания ФНЧ. Во-вторых, использование дополнительных усилителей практически не изменяет дрейф нуля схемы.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Крутчинский СТ., Цыбин М.С Схемотехнические принципы взаимной компенации влияния активных элементов. Бездрейфовые ограничители спектра // VII Междунар. на-уч.-практ. семинар «Проблемы современной аналоговой микросхемотехники»: В 2 ч. 4.2. - Шахты: ГОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2010. - С. 17-26.
2. Крутч инский С.Г.,Старченко ET. Мультидифференциальн ые операционные усилители. Особенности схемотехники и практического применения // Труды 8-й Международной НТК “Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники”. - Таганрог, 14-19 сентября 2002.
Статью рекомендовал к опубликованию д.т.н., профессор СТ. Крутчинский.
Золотарёв Антон Владимирович
Технологический институт федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования «Южный федеральный университет» в г. Таганроге.
E-mail: LiNED@mail.ru.
347928, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44.
Тел.: 88634371689.
Кафедра систем автоматического управления; магистрант.
Цыбин Михаил Сергеевич E-mail: mc.tsibin@gmail.com.
Кафедра систем автоматического управления; ассистент.
Zolotarev Anton Vladimirovich
Taganrog Institute of Technology - Federal State-Owned Autonomy Educational Establishment of Higher Vocational Education “Southern Federal University”.
E-mail: LiNED@mail.ru.
44, Nekrasovskiy, Taganrog, 347928, Russia.
Phone: +78634371689.
The Department of Automatic Control Systems; Master.
Tsibin Michael Sergeevich
E-mail: mc.tsibin@gmail.com.
The Department of Automatic Control Systems; Assistant.
УДК 621.372.54.01
. . , . .
МЕТОДИКА СИНТЕЗА УПРАВЛЯЕМЫХ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ НА БАЗЕ ЧАСТОТНЫХ ПРЕОБРАЗОВАНИЙ СИСТЕМНОЙ ФУНКЦИИ
Предлагается методика синтеза цифрового управляемого фильтра,коэффициенты которого выражаются в элементарных функциях и явным образом зависят от частоты среза или граничных частот.Это касается адаптивных систем,а также систем,рабо-тающих в условиях изменяющейся помехосигнальной обстановки,устройств адаптивной дискретизации.Данная методика позволяет достаточно просто синтезировать управляемые цифровые фильтры.
Управляемый цифровой фильтр,-замена переменной.
