CC BY
615
© 2015
THE PROBLEM OF SHREDDING OF ROOTS AND TUBERS
R. A. Smirnov, the teacher of the chair «Labour protection and safety» A. I. Kotin, the teacher of the chair «Labour protection and safety» Nizhniy Novgorod state engineering-economic university, Knyaginino (Russia)
Annotation. The article considers the existing methods of grinding the crops, their advantages and disadvantages. It is defined possible prospects of development of ways of preparing succulent fodder. A special place in feed balance is the roots. They have good flavor, eagerly eaten by animals, have dietary properties and are of particular value for cattle and pigs. Nutrients of root vegetables are digested at 85-92 %. Grinding of crops need to be mixed with other forages, increasing the digestibility of nutrients, eliminate the possibility of ingestion by animals and getting stuck in the esophagus of large particles and facilitate the work of animals in the crushing and chewing.
On the basis of execution of the technological process of crops shredders are divided into cutting machine with the working bodies and percussion. Working bodies with knives cut well without isolation of the juice, but wear out quickly and break as a result of the abrasive action of the earth and stones. Therefore, the more widespread the impact crushers, which working is bodies are hammers, cutters, pins. However, these machines have high energy consumption per unit processed feed and the bulk feed is transformed into pulp with particle size 0-3 mm. Shredders type PCM allow the loss of juice (up to 6 % by weight) because of damage to the roots of the screw conveyor.
In accordance with zoo technical requirements of the crops it is advisable to grind to particles 10-15 mm for cattle, 5-10 mm for swine and poultry 4-5 mm.
Keywords: energy, nutrients, loss of juice, grinding machine, crops, grinders, feeding a diet, the technological scheme of the cutting process.
УДК 621.391. © 2015
АНАЛИЗ СОВРЕМЕННЫХ МЕТОДОВ И СРЕДСТВ ПОВЫШЕНИЯ СПЕКТРАЛЬНОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ СИСТЕМ СВЯЗИ
И. А. Сорокин, кандидат технических наук, старший преподаватель кафедры «Инфокоммуникационные технологии и системы связи»
Т. Е. Тюндина, преподаватель кафедры «Инфокоммуникационные технологии и системы связи» Нижегородский государственный инженерно-экономический университет, Княгинино (Россия)
Аннотация. Радиотехнические системы, осуществляющие передачу сигналов, соответствующих дискретным сообщениям, называются цифровыми системами в отличие от аналоговых, в которых передаваемые сигналы являются результатом модуляции колебания несущей частоты непрерывными сообщениями
[4, 11, 16].
В современных системах передачи информации исходные непрерывные сообщения часто преобразуются в цифровую форму, когда в результате процедур дискретизации и квантования, выполняемых с помощью аналого-цифровых преобразователей (АЦП), каждое выборочное значение исходного непрерывного сообщения преобразуется в соответствующую последовательность элементов некоторого вспомогательного (обычно двоичного) алфавита. Независимо от дальнейших возможных преобразований такой последовательности в итоге получаются дискретные сообщения, которые можно рассматривать как результат работы некоторого эквивалентного источника дискретных сообщений со своим алфавитом (как правило, двоичным). Таким образом, в данном случае исходные непрерывные сообщения передаются с помощью цифровой системы передачи информации. На приемном конце системы радиосвязи в таком случае обычно производится обратное преобразование, называемое восстановлением непрерывного сообщения, например, с помощью цифроаналогового преобразователя (ЦАП).
В зависимости от назначения и условий функционирования системы радиосвязи ее эффективность оценивается на основании тех или иных показателей (критериев), основными из которых являются энергетический и спектральный. Соответственно, важнейшими характеристиками любой системы радиосвязи являются энергетическая и спектральная эффективность, характеризующие, соответственно, энергетические затраты и полосу занимаемых частот, необходимых для передачи сообщений.
46
К сожалению, одновременное достижение предельных значений этих показателей эффективности оказывается невозможным, так что в каждом конкретном случае построения системы радиосвязи приходится руководствоваться компромиссными соображениями при оптимизации характеристик режимов функционирования системы.
Ключевые слова: сигнал, эффективности систем связи, пропускная способность, теоремы Найквиста и Шеннона, DVB-T2, сигнал-шум, цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), ряд Фурье.
Методы повышения спектральной эффективности систем связи. Оценка пропускной способности системы связи на основе классических теорем Найквиста и Шеннона.
Любой сигнал можно рассматривать как функцию времени, или как функцию частоты. Вид функции показывает, как меняются параметры сигнала. Если функция имеет непрерывный характер, то говорят о непрерывном сигнале. Если эта функция имеет дискретный вид, то говорят о дискретном сигнале.
Частотное представление функции основано на том факте, что любая зависимость может быть представлена в виде ряда Фурье
(1)
где f=l/T - частота, и Ъп- амплитуды п-ой гармоники.
Характеристика канала, которая определяет спектр частот, физическую среду, из которой сделана линия связи, и способна пропускать сигнал без существенного снижения мощности, называется полосой пропускания. Максимальной скоростью, с которой возможна передача данных через канал, называют пропускной способностью канала, или битовой скоростью. Согласно теоремы Найквиста существует взаимосвязь между пропускной способностью канала и шириной его полосы пропускания
7m„ = 2FlogM, (2)
где Утах - максимальная скорость передачи данных, F - ширина полосы пропускания канала, выраженная в Гц, М - количество уровней сигнала, которые используются при передаче.
Тогда требуемую полосу частот, необходимую для достижения скорости K,lc:i. = 10 ^ бит f с
определяют в соответствии с выражением
Если передатчик использует более чем 2 устойчивых состояния сигнала для кодирования данных, то пропускная способность линии повышается, так как за один такт работы передатчик
передает несколько бит исходных данных. Многоуровневый сигнал формируется путём разбиения исходного бинарного сигнала на группы из n символов, причём число уровней многоуровневого сигнала определяется числом возможных комбинаций символов в пределах группы. Такой многоуровневый сигнал, передаваемый в заданной полосе частот и с заданной вероятностью ошибки, способен обеспечить более высокую скорость передачи исходного двоичного сигнала, однако при этом требуется обеспечить существенное увеличение соотношения сигнал/шум. Число уровней в общем виде равно 2n. Тогда 3 бита исходного бинарного сигнала в группе позволяют формировать 8-уровневый сигнал, 4 бита - 16-уровневый и т. д. В одном тактовом интервале многоуровневого сигнала будет передаваться информация, заключающаяся в 2-х, 3-х или 4-х битах исходного бинарного сигнала.
Оценка требуемой полосы частот для достижения скорости передачи Vmax = 1Q9 бит/с, при М=2
осуществляется в соответствии с выражением:
1 ■ 1G9
F —------.
2 log 2
Формула Найквиста явно не учитывает наличие шума, и косвенно его влияние отражается в выборе количества состояний информационного сигнала [13]. Для повышения пропускной способности канала желательно увеличить это количество до высоких показателей. На практике это невозможно выполнить из-за влияния шума в канале связи. Можно увеличить пропускную способность линии еще в два раза, используя для кодирования данных не 4, а 16 уровней. Однако если амплитуда шума часто превышает разницу между соседними 16-ю уровнями, то приемник не сможет устойчиво распознавать передаваемые данные.
Поэтому количество возможных состояний сигнала фактически ограничивается соотношением мощности сигнала и шума, а формула Найквиста определяет предельную скорость передачи данных в том случае, когда количество состояний уже выбрано с учетом возможностей устойчивого распознавания сигналов приемником. Приведенные со-
47
отношения дают предельное значение пропускной способности линии, а степень приближения к этому пределу зависит от конкретных методов физического кодирования.
Известная теорема К. Шеннона, согласно которой максимальная скорость передачи данных по каналу с шумом равняется
где S/N - соотношение сигнал-шум в канале.
Определим необходимую полосу частот для требуемых условий у
F =-----(5)
log 2(1+^)
Здесь уже неважно количество уровней в сигнале и повысить пропускную способность линии можно за счет применения рационального вида модуляции, т. е. за счет увеличения частотной эффективности выделенной полосы пропускания при этом полоса пропускания, канала связи является дорогостоящим ресурсом [8].
Для достижения требуемой скорости необ-ходимаполоса частот, равная: F=0,75 1 09 Гц.
Однако нужно учитывать, что в условиях реального канала связи, указанной полосы частот оказывается недостаточно, поэтому целесообразно производить манипуляции с другими параметрами комплекса.
Биортогональные кодовые конструкции
Вышеописанные расчеты показывают недостижимость данной скорости в условиях отсутствия каких-либо преобразований с сигналом. Наиболее целесообразными манипуляциями с сигналом являются нахождение оптимального сочетания кодирования и модуляции.
Процедура кодирования сигнала состоит в преобразовании набора сигналов (представляющих набор сообщений) в усовершенствованный набор сигналов. Этот улучшенный набор можно использовать для получения более приемлемой величины соответствующей исходному набору. Наиболее
популярные из кодов сигнала называются ортогональными и биортогональными кодами. В процессе кодирования каждый сигнал набора пытаются сделать настолько непохожим на другие, насколько это возможно, чтобы для всех пар сигналов коэффициент взаимной корреляции имел наименьшее возможное значение равное
где Zi}- является коэффициентом взаимной
корреляции, а величина E - энергией сигнала, выражаемой следующим образом.
Строго это условие выполняется тогда, когда сигналы антикоррелируют (Z^- = —1). Этого можно
добиться только в том случае, если в наборе всего два значения (М=2) и они антиподныдруг другу [1]. Вообще, все коэффициенты взаимной корреляции можно сделать равными нулю. В этом случае набор будет ортогональным. Наборы антиподных сигналов являются оптимальными в том смысле, что все сигналы максимально удалены друг от друга.
Расстояние d между векторами сигналов определяется как d = 2у'£1. где F-энергия сигнала на интервале Т.
Если сравнить пространственные характеристики ортогональных сигналов с характеристиками антиподных сигналов, можно сказать, что целесообразность применения последних крайне высока. Расстояние же ортогональных сигналов составляет d = 2у'£\
Биортогональный набор сигналов, состоящий из M сигналов или кодовых слов, получается из ортогонального набора, состоящего из M/2 сигналов, путем дополнения последнего отрицанием каждого сигнала
(S)
Набор 3-битовых данных можно преобразовать в биортогональный набор кодовых слов следующим образом:
Набор данных Набор ортогональных кодовых слов
0 0 0 0 0 1 0 10 0 11
10 0 10 1 110 111
О 0 0 о
0 10 1
0 0 11
о 1. 1 о
1111 10 10 110 0 10 0 1
В действительности биортогональный набор состоит из двух ортогональных кодов, таких, что для каждого кодового слова в одном наборе имеется антиподное ему слово в другом. Биортогональный набор состоит из комбинации ортогональных и антиподных сигналов. Если использовать коэффициенты, Z;j, введенные в выражении (6), то биорто-
48
тональные коды можно представить следующим образом:
Одно из преимуществ биортогональных кодов перед ортогональными заключается в том, что при передаче аналогичной информации размер кодового слова биортогональных кодов вдвое меньше размера кодового слова ортогональных кодов. Следовательно, при использовании биортогональных кодов требования к полосе пропускания вдвое слабее, чем при использовании ортогональных кодов. Поскольку антиподные векторы сигналов имеют лучшие пространственные характеристики, чем ортогональные, отсюда следует, что биортогональные коды лучше ортогональных [10]. Для одинаковых, равно-энергетических биортогональных сигналов вероятность ошибки в кодовом слове (символе) можно оценить следующим образом
При фиксированномМ с ростом EsfN0 оценка становится все более точной. Зависимость РвШ) и является довольно сложной, но ее можно аппроксимировать следующим образом:
(11)
, PjjCAO
Это приближение становится достаточно хорошим при M>8. Таким образом, запишем следующее
Описанные биортогональные коды значительно снижают Рв по сравнению с ортогональными кодами, и требует только половину полосы пропускания ортогональных кодов. Это позволяет повысить помехоустойчивость системы и эффективно использовать частотный ресурс.
Метод достижения требуемой скорости за счет использования технологии OFDM Технология OFDM (англ. Orthogonal frequency-divisionmultiplexing - мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) находит широкое применение в протоколах беспроводной связи. Основное преимущество данной технологии заключается в том, что она позволяет реализовать высокую скорость передачи дан-
ных, обладает высокой спектральной эффективностью и создает предпосылки для эффективного подавления такого паразитного явления, как многолучевая интерференция сигналов, возникающая в результате многократных отражений сигнала от естественных преград, в результате чего один и тот же сигнал попадает в приемник различными путями. Следовательно, в точке приема результирующий сигнал представляет собой суперпозицию (интерференцию) многих сигналов, имеющих различные амплитуды и смещенных друг относительно друга по времени, что приводит к искажению принимаемого сигнала. Многолучевая интерференция присуща любому типу сигналов, но особенно негативно она сказывается на широкополосных сигналах. Чтобы избежать многолучевого распространения, в технологии OFDM поток передаваемых данных распределяется по множеству частотных ортогональных друг другу подканалов и передача ведется параллельно на всех подканалах. При этом под ортогональностью каналов подразумевается, что несущие частоты каждого канала ортогональны друг другу. Для реализации метода OFDM в передающих устройствах используется обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ), переводящее предварительно мультиплексированный на N-каналов сигнал из временного представления в частотное. Рассмотрим преимущество использования технологии OFDM проектируемого комплекса. Особенностью формирования OFDM - сигнала является преобразование последовательности N бит в последовательность ^отсчётов, вследствие чего полоса частот используется эффективно, так как N>S. Это достигается за счет ОБПФ [8]. Последовательность бит, комплексных чисел и последовательность отсчетов связана следующими соотношениями:
2jV
S =------------------
m степень.модуищии
jV
С ---------------------
m степеньмадг\;.?яции
(13)
(14)
Так как речь идет о QAM-8, то степень модуляции равна 3. А выигрыш J в скорости равен: степеньмодутяцш
Тогда при использовании QAM-8 выигрыш составляет 1,5 раза. Другими словами, для достижения требуемой скорости потребуется полоса частот в 1,5 раза меньше. В таблице 1 представлены выигрыши для различных видов модуляции. Видно, что с увеличением числа сигнальных созвездий увеличивается выигрыш, однако при наличии помех увеличение созвездий влечет резкое возрастание вероятности ошибки на бит.
49
Таблица 1 - Аналитические выигрыши при различных видах модуляции
Вид модуляции Выигрыш
ФМ-2 0.5
ФМ-4 1
QAM-8 1.5
QAM-16 2
QAM-32 2.5
Сравнительный анализ современных систем широкополосного доступа (LTE и WiMAX)
Одним из способов достижения требуемой скорости является оптимизация современных технологий. Наибольший интерес представляют собой системы Wi-Fi, WiMAX, HSPA и LTE. Сравнительный анализ позволит выделить плюсы и минусы систем и выработать комплексное решение по требованиям проектируемого комплекса.
Одним из значительных преимуществ передовых беспроводных систем, таких как WiMAX является спектральная эффективность. Например, 802.16-2004 (фиксированный) имеет спектральную эффективность 3,7 (бит/с)/Гц, а другие 3,5-4G беспроводных систем предлагают спектральной эффективности, которые схожи с точностью до десятых долей процента. Заметным преимущество WiMAX исходит от объединения SOFDMA со smart-технологиями антенны [9].
Это увеличивает спектральную
эффективность за счет многократного использования smart-топологий развертывания сети.
Прямое использование частот организация домена облегчает проекты с использованием MIMO-AAS по сравнению с CDMA/WCDMA методами, в результате чего более эффективных систем. Сравнение основных поставщиков интернет ресурсов представлено на таблице 2.
Технология HSPA предусматривает частотноедуплексирование (FDD) с шириной каждого дуплексного канала 5МГц. В нисходящем канале используется модуляция QPSK, либо 16-QAM, потоковая скорость 14 Мбит/с. В восходящем канале модуляция BPSK, пиковая скорость 5,8 Мбит/с. В то же время на рынке были системы WiMAX (релиз 1.0) с временным дуплексированием (TDD). При аналогичной ширине полосы 10 МГц они обеспечивали скорость в нисходящем канале в 2-3 раза более высокую, чем у HSPA. Сравнение систем HSPA и WiMAX представлено в таблице 3.
Развитие технологии создало HSPA+ (HSPA релиз 7 и отдельные поправки релиза 8). В нисходящем канале их отличает модуляция 64-QAMcSIMO (1х2) или 64-QAMcSIMO (2х2) [5]. В восходящем канале добавлена модуляция 64-QAM и улучшены возможности для VoIP. Поправки в соответствии с релизом 8 позволяют использовать в нисходящем канале режим MIMO (2x2) с модуляцией 64-QAM, рассматривается возможность использования MIMO больших порядков в нисходящем канале и MIMO (2х2) - в восходящем канале.
При сравнении мобильныхWiMAX и HSPA+ можно сделать следующие выводы:
- мобильный WiMAX (релиз 1.5) имеет сравнимые с HSPA+ (релиз 8) пиковые скорости в нисходящем канале при одинаковой модуляции, скорости кодирования и ширине канала. При этом у мобильного WiMAX в восходящем канале пиковая скорость выше в 2-3 раза;
- система HSPA+ ограничена шириной канала 2х5 МГц в традиционных спектральных условиях сетей 3G. Мобильный WiMAX поддерживает ширину канала до 20 МГц, как частотное, так и временное дуплексирование. Его частотные профили планируются в диапазонах 700, 1700, 2300, 2500 и 3500 МГц. Мобильный WiMAX обеспечивает «гладкую IP-сеть» (из конца в конец).
Следующим шагом эволюции систем 3GPP, являются системы LongTermEvolution (LTE). Их отличает технология OFDMA в нисходящем канале и SC-FDMA - в восходящем. Модуляция - до 64-QAM, ширина канала - до 20 МГц, дуплексирование TDD и FDD. Применены адаптивные антенные системы, гибкая сеть доступа. Сетевая архитектура полностью IP-сеть. В системе LTE применяются технологии и методы, уже применяемые в мобильном WiMAX, поэтому следует ожидать схожей эффективности систем LTE (таблицы 4 и 5).
Системы LTE - это революционное улучшение 3G. LTE представляет переход от систем CDMA к системам OFDMA, а также переход к полностью IP-системе с коммуникацией пакетов. Поэтому внедрение этой технологии на существующих сетях сотовой связи означает необходимость новых радиочастотных ресурсов для получения преимущества от широкого канала. Для обеспечения обратной совместимости необходимы двухрежимные абонентские устройства. Поэтому плавный переход от систем 3G к LTE весьма сложен [13].
50
Таблица 2 - Сравнение основных поставщиков Интернет-ресурса
Стандартный Семья Основное использование Радио технология Downlink (Мбит /с) Uplink (Мбит / с) Заметки
LTE UMTS/4 GSM Генеральный 4G OFDMA / MIMO / SC-FDMA 360 80 LTE-Advanced обновления предложить несколько Гбит/ с скорости.
WiMAX 802.16 Мобильный Интернет MIMO- SOFDMA 144 35 WiMAX м обновления предлагаем до 1 Гбит / с фиксированной скоростью.
Flash-OFDM Flash- OFDM Мобильный Интернет подвижность до 350 км / ч Flash-OFDM 5,3 10,6 15,9 1,8 3,6 5,4 Мобильные диапазоне 18miles (30 км) расширенный диапазон 34 милях (55 км)
HiperMAN HiperM AN Мобильный интернет OFDM 56,9 56,9
Wi-Fi 802.11 (11N) Мобильный Интернет (закрытый) OFDM / MIMO 288,9 (Поддерживает 600MBps @ шириной 40MHz канал) Антенны, РФ передней аксессуарами конца и мелких настроек таймера (310 км & 382km)
iBurst 802.20 Мобильный Интернет HC-SDMA / TDD / MIMO 95 36 Сотовый Радиус: 3-12 км Speed: 250kmph Спектральной эффективности: 13 бит / с / Гц / Cell
EDGE Evolution GSM Мобильный Интернет TDMA / FDD 1,9 0,9 3GPP Release 7
UMTS W-CDMA HSDPA + HSUPA HSPA + UMTS/3 GSM Генеральный 3G CDMA / FDD CDMA / FDD / MIMO 0,384 14,4 42 0,384 5,76 11,5 HSDPA широко развернуты Типичная скорость нисходящих сегодня 2 Мбит / с, ~ 200 кбит / с линии связи нисходящий HSPA + до 42 Мбит / с.
UMTS-TDD UMTS/3 GSM Мобильный Интернет CDMA / TDD 16 16 Отмеченные скорости в соответствии с IPWireless использовани и модуляции 16QAM аналогичные HSDPA + HSUPA
1xRTT CDMA2 000 Мобильный телефон CDMA 0,144 0,144 Преемник EV-DO
51
Таблица 3 - Сравнение систем HSPA (релизы 7 и 8) и WiMAX (релиз 1.5)
Параметр HSPA WiMAX
Версия Релиз 7 Релиз 8 Релиз 1.5
Диапазон ГГц 2.0 2.5
Дуплексирование FDD FDD TDD
Ширина канала МГц 2х5 2х5 10
Модуляции и скорость кодирования
В нисходящем канале 64 QAM 5/6 16 QAM 3/4 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6
В восходящем канале 16 QAM 3/4 64 QAM 5/6
Пиковая скорость, Мбит/с
В нисходящем канале 17,5 21 35 36 48
В восходящем канале 8,3 8,3 8,3 17 24
Таблица 4 - Сравнение параметров реальных систем LTE и мобильного WiMAX (релиз 1.5) в одинаковых
частотных условиях при FDD с полосами 2х20 МГц
Параметр LTE WiMAX Релиз 1.5
Motorolla T-Mobile Qualcomm
Нисходящий канал
Антенна БС 2х2 2х4 4х2 2х2 4х4
Модуляция и скорость кодирования 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6
Скорость Мбит/с 226 144 277 144,6 289
Восходящий канал Нет данных
Антенна АС 1х2 1х2 х2
Модуляция и скорость кодирования 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6 64 QAM 5/6
Скорость Мбит/с 50,4 75 69,1
Таблица 5 - Сравнение ключевых параметров LTE и WiMAX
Параметр LTE WiMAX Релиз 1.5
Дуплексирование FDD и TDD FDD и TDD
Частотный диапазон для анализа 2000 МГц 2500МГц
Ширина канала До 20 МГц До 20 МГц
От базы OFDMA OFDMA
К базе SC-FDMA OFDMA
Спектральная эффективность, бит/Гц/с
Нисходящий канал, MIMO (2х2) 1,57 1,59
Восходящий канал, SIMO (1х2) 0,64 0,99
Максимальная скорость мобильной станции км/ч 350 120
Длительность кадра, мс 1 5
Если сеть WiMAX основывается полностью на IP-протоколах IEEE, то сеть LTE более сложна, включает больше протоколов, в том числе проприетарные протоколы 3G.
Выводы сравнения WiMAX и LTE:
- WiMAX, и LTE отвечают целям IMT-Advanced;
- спецификации IMT-Advanced еще не полностью определены;
- стандарт IEEE802.16m будет полностью отражать спецификации и требования IMT-Advanced;
- мобильный WiMAX релиз 1.5 и LTE имеют похожие характеристики. В обоих на линии от базы
52
используется OFDMA с многоуровневой
модуляцией и кодированием. Пиковые скорости практически одинаковы при одинаковых
кратностях модуляции и скоростях
корректирующего кода. В обоих используется и FDD, и TDD дуплексирование при ширине канала до 20 МГц [1]. В обоих используется MIMO большой кратности и уменьшение задержки;
- пропускная способность и спектральная эффективность мобильногоWiMAX по релизу 2.0 имеет лучшие параметры, чем LTE;
- мобильный WiMAX релиз 2.0 совместим с релизами 1.0 и 1.5;
- и для сетей LTE, и для сетей WiMAX необходим новый спектр;
- для обоих сетей нужны многорежимные абонентские приборы.
Сравнения и путаница между WiMAX и WiFi являются частыми, поскольку оба они связаны с беспроводной связью и доступом в Интернет.
WiMAX использует спектр, чтобы доставить точка-точка подключения к внешней сети. Различные 802.16 стандарты предусматривают различные виды доступа с портативных коммутаторов (по аналогии с беспроводным телефоном) для фиксированного (альтернатива проводного доступа, где беспроводные точки подключения конечных пользователей
зафиксированы в регионе). Wi-Fi использует нелицензионное спектр для предоставления доступа к сети. Wi-Fi более популярна в устройствах конечных пользователей. WiMAX и Wi-Fi имеют совершенно различные качества обслуживания (QoS) механизмов. WiMAX использует механизм, основанный на связи между базовой станцией и устройством пользователя. Каждое соединение основано на конкретных алгоритмах планирования. Wi-Fi имеет механизм QoS, аналогичные фиксированной Ethernet, где пакеты могут получать различные приоритеты на основе их тегов.
Wi-Fi работает на MediaAccessControl 'S CSMA/CA протокол, который не гарантирует доставку и утверждения основаны, в то время как WiMAX работает ориентированный на соединение ПДК.
Стандарт 802.16 распространяется через широкую полосу в спектре РФ и WiMAX может функционировать на любых частотах ниже 66 ГГц, (более высоких частотах, привело бы к
уменьшению диапазона действия базовой станции до нескольких сот метров в городской среде).
WiMAX профили определения размера канала, TDD / FDD и другими необходимыми атрибутами для того, чтобы иметь Inter-операционных продуктов. Нынешний
фиксированный профили определяются как для FDD и TDD профилей. На данный момент, все мобильные профиль TDD только. Профили имеют фиксированные размеры канала 3,5 МГц, 5 МГц, 7 МГц и 10 МГц. Мобильные профили 5 МГц, 8,75 МГц и 10 МГц. (Примечание: 802,16 стандарт позволяет гораздо более широкий круг каналов, но только выше подмножества поддерживаются профили WiMAX.)
Широкополосным беспроводным сетям необходим широкий частотный спектр, который можно найти только в диапазоне от 10 до 66 ГГц. Миллиметровые волны обладают одним интересным свойством, которое отсутствует у более длинных микроволн: они распространяются не во всех направлениях (как звук), а по прямым линиям (как свет). Следовательно, на базовой станции должно быть установлено множество антенн, покрывающих различные секторы окружающей территории. В каждом секторе будут свои пользователи [2]. Секторы не зависят друг от друга, чего не скажешь о сотовой радиосвязи, в которой сигналы распространяются сразу по всем направлениям.
Поскольку мощность сигнала передаваемых миллиметровых волн сильно уменьшается с увеличением расстояния от передатчика (то есть базовой станции), то и соотношение сигнал/шум также понижается. По этой причине 802.16 использует три различных схемы модуляции в зависимости от удаления абонентской станции. Если абонент расположен недалеко от БС, то применяется QAM-64 с шестью битами на отсчет. На среднем удалении используется QAM-16 и 4 бита/бод. Если абонент расположен далеко, то работает схема QPSK с 2 битами на отсчет. Например, при типичной полосе спектра 25 МГц QAM-64 дает скорость 150 Мбит/с, QAM-16 -100 Мбит/с, а QPSK - 50 Мбит/с. Таким образом чем дальше находится абонент от базовой станции, тем ниже скорость передачи данных. Фазовые диаграммы всех трех методов показаны на рис. 1.
53
Рисунок 1 - Фазовые диаграммы применяемых методов: а) система с QPSK; б) созвездие QAM -16; в) созвездие QAM-64
Стандарт 802.16 обеспечивает гибкость распределения полосы пропускания. Применяются две схемы модуляции: FDD (дуплексная связь с частотным разделением) и ТDD (дуплексная связь с временным разделением) [29].
Входящий трафик разбивается на временные интервалы базовой станцией. Она полностью контролирует это направление передачи. Исходящий трафик от абонентов управляется более сложным образом и зависит от требуемого качества обслуживания. Еще одним интересным свойством физического уровня является его способность упаковывать несколько соседних кадров МАС в одну физическую передачу. Это дает возможность повысить эффективность распределения спектра путем уменьшения числа различных преамбул и заголовков, столь любимых физическим уровнем.
Для непосредственного исправления ошибок на физическом уровне используется код Хэмминга. Все сетевые технологии просто полагаются на контрольные суммы и обнаруживают ошибки с их помощью, запрашивая повторную передачу испорченных фрагментов. Но при широкополосной беспроводной связи на больших расстояниях возникает много ошибок, что их обработкой приходится заниматься физическому уровню, хотя на более высоких уровнях и применяется метод контрольных сумм. Основная задача коррекции ошибок на физическом уровне состоит в том, чтобы заставить канал выглядеть лучше, чем он есть на самом деле (точно так же компакт-диски
кажутся столь надежными носителями лишь благодаря тому, что больше половины суммарного числа бит отводится под исправление ошибок на физическом уровне).
Сети 802.16 могут охватывать целые районы городов, и расстояния при этом исчисляются километрами. Следовательно, получаемый станциями сигнал может быть разной мощности в зависимости от их удаленности от передатчика. Эти отклонения влияют на соотношение сигнал/шум, что, в свою очередь, приводит к использованию нескольких схем модуляции.
Кодирование данных предполагает каскадный код с двумя стадиями - кодер Рида-Соломона из поля Галуа GF (256) и сверточный кодер. В базовом виде код Рида-Соломона оперирует блоками исходных данных по 239 байт, формируя из них кодированный блок размером 255 байт (добавляя 16 проверочных байт). Такой код способен восстановить до 8 поврежденных байт. Поскольку реально используются блоки данных меньшей длины K, перед ними добавляются (239 - K) нулевых байт. После кодирования эти байты удаляются. Если необходимо сократить число проверочных слов, так чтобы уменьшить число восстанавливаемых байт Т, используются только 2 первых проверочных байтов. Обязательные для поддержки в IEEE 802.16 варианты каскадного кода приведены в таблице 6.
54
Таблица 6 - Основные режимы в стандарте IEEE 802.16
Модуляция Блок данных кодирования байт Кодер Рида-Соломона Скорость кодирования сверточного кодера Суммарная скорость кодирования Блокирование данных после кодирования байт
BPSK 12 (12, 12, 0) 1/2 1/2 24
QPSK 24 (32, 24, 4) 2/3 1/2 48
QPSK 36 (40, 36, 2) 5/6 3/4 48
16-QAM 48 (64, 48, 8) 2/3 1/2 96
16-QAM 72 (80, 72, 4) 5/6 3/4 96
64-QAM 96 (108, 96, 6) 3/4 2/3 144
64-QAM 108 (120, 108, 6) 5/6 3/4 144
После кодера Рида-Соломона данные поступают в сверточный кодер с порождающими последовательностями (генераторами кода) G1 = 1718 (для выхода Х) и G2 = 133 8 (для Y) - так
называемый стандартный код NASA. Его базовая скорость кодирования - 1/2, т. е. из каждого входного бита он формирует пару кодированных бит X и Y. Упуская из последовательности пар элементы Xi или Yi, можно получать различные скорости кодирования [9].
После кодирования следует процедура перемежения - перемешивания битов в пределах блока кодированных данных, соответствующего OFDM-символу. Эта операция проводится в две стадии. Цель первой - сделать так, чтобы смежные биты оказались разнесенными по несмежным несущим. На второй стадии смежные биты оказываются разнесенными в разные половины последовательности. Все это делается для того, чтобы при групповых ошибках в символе повреждались несмежные биты, которые легко восстановить при декодировании. Пилотные несущие модулируются посредством BPSK.
Режим WirelessMAN-OFDMA (далее -OFDMA), как следует из его названия, это метод множественного доступа посредством разделения ортогональных несущих. В отличие от рассмотренного в предыдущей публикации метода WirelessMAN-OFDM, речь идет уже не только о механизме модуляции, но и о способе разделения каналов. Данный механизм уже достаточно хорошо известен, в частности, он нашел широкое применение в системах цифрового телевидения DVB (наземных, кабельных и спутниковых). Один логический OFDMA-канал образован
фиксированным набором несущих, как правило, распределенных по всему доступному диапазону
частот физического канала. В упрощенном виде этот механизм опционально используется в режиме OF D M - вспомним разбиение канала на 16 подканалов.
С точки зрения формирования модуляционных символов OFDMA аналогичен OFDM: OFDMA-символ включает собственно зону передачи данных и предшествующий ему защитный интервал (повтор начального фрагмента символа), предназначенный для предотвращения межсимвольной интерференции). Сам символ - это совокупность модулированных ортогональных несущих. В режиме OFDMA несущих значительно больше, чем в OFDM - 2048 вместо 256, соответственно и число подканалов становится достаточным для организации работы сети: в разных режимах их от 32 до 70, по 24 или 48 информационных несущих в каждом. Используются не все 2048 несущих - около 200 нижних и 200 верхних частот составляют защитный интервал канала и не модулируются. Также не используется центральная частота канала (частота с индексом 1024). Кроме того, часть несущих - пилотные, предназначенные для служебных целей, а не для передачи информации. Точное число пилотных несущих и частот в защитных интервалах незначительно варьируется в зависимости от режимов OFDMA, описанных далее [2].
Системная тактовая частота всегда составляет 8/7 ширины полосы физического канала BW. Ширина физического канала не нормирована (в стандарте говорится не менее 1 МГц), но в реальных применениях вряд ли окажутся эффективными каналы менее 5 МГц.
Метод формирования, структура OFDM-символов и механизм канального кодирования в
55
OFDMA схожи с описанными для OFDM. Канальное кодирование включает рандомизацию, помехоустойчивое кодирование, перемежение и модуляцию. Метод рандомизации практически идентичен OFDM, различны лишь способы формирования инициализирующего вектора генератора псевдослучайной последовательности (ПСП).
Помехоустойчивое кодирование в OFDMA в качестве обязательного предусматривает только сверточный кодер - такой же, как в OFDM, и с тем же набором скоростей кодирования. Кодера Рида-Соломона нет. Опционально предусмотрено применение блоковых и сверточных турбо-кодов. Метод перемежения также практически идентичен.
Потенциальная оценка возможностей системы связи
Как отмечалось ранее, оценка требуемой полосы частот не учитывает информативность передаваемого сообщения. Современные
технологии на данный момент достигли коэффициента эффективности использования частотного ресурса (спектральной эффективности) равного 8 бит/с/Гц. Пусть задан коэффициент использования частотного ресурса К^я = о бит/с/Гц, при это необходимо достичь скорости Ипс* = Ю9 бит/с, тогда требуемая полоса частот
определяется как
Для указанных выше условий получаем полосу частот A F:
1Q9 ,
AF = — = 125 -106Гу.
Для увеличения пропускной способности целесообразно использовать технологию OFDM. Определим необходимое число каналов, при условии, что поднесущие находятся друг от друга на величину А/ = 10э Гц. Тогда AF
N,
о/dm
А/'
(17)
Отсюда получаем требуемое число каналов 125-1G6
jV,
cfdm
10э
= 125 ■ 10э каналов.
То есть для достижения требуемой скорости необходимо 125 тыс. каналов. Пусть на служебные каналы в системе будет выделено — 25 тыс. каналов. Тогда время передачи всей информации по информационным и служебным каналам имеет вид
ir = Tf’ т
Определим время передачи: 1
ДГ =
10э
= 10‘
сзк.
С учетом того, что в комплексе применяется QAM-16, за один такт передается R=4 разряда по 100 тыс. каналов, тогда предельная скорость определяется соотношением:
Получим:
4 ■ 100■10э ,
Кшх =------------= 400 ■ 10^бит/сек.
При уменьшении числа служебных каналов полученное значение скорости передачи данных возрастает. Для получения асимптотической оценки уровень шума в приведенных расчетах принимался минимальным[6]. Очевидно, что с увеличением мешающих факторов скорость передачи данных объективно снижается и в условиях преднамеренных помех может оказаться минимально возможной, так это показано в приведенных ниже расчетах.
Анализ современных методов и средств повышения спектральной эффективности цифровых систем обмена данными.
За счет разделения передаваемого высокоскоростного потока данных на большое (100-1000) количество относительно низкоскоростных подпотоков (каналов), каждый из которых модулируется своейподнесущей, сигналы с OFDM обеспечивают высокую помехоустойчивость в сложных условиях приема. Сигналы с OFDM формируются с помощью устройства, выполняющего быстрое преобразование Фурье (БПФ). Полученные на выходе этого устройства временные отсчеты через цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и выходные цепи передатчика поступают в непрерывный канал передачи. Сигналы на поднесущих частотах ортогональны.
На рисунке 2 схематично представлен сигнал OFDM в частотной и временной области для варианта с четырьмя поднесущими и двоичной фазовой манипуляцией. По оси частот показаны значения амплитуд A0,...,A3 колебаний сигналов на поднесущих частотах/а...,/3, а по оси времени - вещественные огибающие сигналов на каждой частоте. Разнос частот между поднесущими составляет 1/T. Во временной области на интервале длительности T помещается целое число периодов колебаний k-й поднесущей. Энергетический спектр случайной последовательности сигналов с OFDM определяется суммой энергетических спектров случайных последовательностей сигналов на каждой поднесущей частоте. Для сигналов, представленных на рисунке 2, он будет определяться формой спектра сигналов с прямоугольной огибающей длительностью T.
56
Сигналы с OFDM широко применяются в каналах передачи с межсимвольной интерференцией и другими мешающими факторами. Степень мешающего действия межсимвольной интерференции и вероятность ошибочного приема зависят от степени «перекрытия» передаваемых информационных символов. Поэтому для улучшения качества приема сигналов в таких условиях целесообразно увеличивать длительность символа T. Этоможно сделать за счет снижения информационной скорости передачи, однако это не всегда приемлемо [15]. Одним из известных способов борьбы с межсимвольной интерференцией, основанных на увеличение длительности символа T, является применение методов многопозиционной модуляции, при которых длительность Tc символа на выходе модулятора увеличивается в log; М раз по сравнению с длительностью Tb информационного символа: Тс = Ть-log; М. где М-число возможных элементарных сигналов (сигнальных точек). При формировании таких сигналов с OFDM используются методы модуляции ФМ-2, ФМ-4, QAM-16, QAM-32 и QAM-64. Для борьбы с межсимвольной интерференцией и другими мешающими факторами применяются защитный интервал, который добавляется к передаваемому сигналу с OFDM, пилот-сигналы и помехоустойчивое кодирование в сочетании с пе-ремежением. Добавляя защитный интервал достаточной длительности в начале каждого блока символов, можно практически полностью исключить влияние межсимвольной интерференции. Защит-
ный интервал представляет собой часть временного интервала, отведенного для передачи блока символов, который добавляется перед началом символа и гарантирует сохранение ортогональности несущих принятого сигнала. Для обеспечения максимальной скорости передаваемого потока данных защитный интервал должен быть как можно короче. Требование к длине защитного интервала определяет число несущих колебаний OFDM-системы. Необходимая длина защитного интервала зависит от расстояния между передатчиками сети или от задержки естественных эхо-сигналов в случае стационарной сети. Чтобы достигнуть максимальной скорости передачи информации, защитный интервал должен быть ниже 1/4 времени полезного символа и, естественно, быть как можно короче. В связи с тем, что сеть преимущественно должна быть основана на существующих приемопередающих комплексах, целесообразно использовать защитный интервал приблизительно 250 мкс, что учтёт большую площадь разнесения приемопередающих центров. При увеличении площади размещения идеально подошел бы защитный интервал длиной приблизительно 500 мкс. Как говорилось ранее, разнос несущих OFDM системы обратно пропорционален к продолжительности символа. Защитный интервал длиной 250 мкс может быть достигнут в OFDM-системе с длиной символа 1 мси, следовательно, расстоянием между несущими 1 кГц, что приводит к образованию N несущих. В настоящее время используются следующие размеры БПФ: 2048 или 8192, которые определяют максимальное число не-
57
сущих. На практике ряд несущих колебаний в нижнем и верхнем конце OFDM-спектра будут не использованы, чтобы учесть разделение между каналами. Системы, использующие размер БПФ 2048, часто упоминаются как «2К OFDM», в то время как системы, использующие размер БПФ 8192, часто упоминаются как «8К OFDM». Плата за длинный защитный интервал (равный 1/4 активной продолжительности символа) - более низкая информационная емкость. Чтобы позволить более высокую емкость данных, определен гибкий защитный интервал. Защитный интервал может иметь четыре различных значения: 1/4, 1/8, 1/16 и 1/32 активной длины символа. Эти утверждения справедливы для стандарта DVB-T [5], основные параметры которого определены в таблице 7.
Данные, необходимые для выбора вида модуляции в зависимости от требуемой скорости цифрового потока для различных значений относительной скорости сверточного кода и относительной длительности защитного интервала в информационном символе, приведены в таблице 1.8.
- определяемая службой устойчивость передачи;
- передача программ на мобильные и стационарные приёмники;
- широкое использование инфраструктуры DVB-T;
- снижение эксплуатационных расходов на стороне передачи за счёт уменьшения отношения пиковой мощности к средней мощности.
Улучшения, предусмотренные в DVB-T2:
- модуляция OFDM с дополнительными режимами IFFT;
- кодирование LDPC обеспечивает эффективную защиту от ошибок;
- использование и интеграция базовой структуры кадра DVB-S2;
- поворот сигнального созвездия с Q-задержкой;
- передача MISO;
- уменьшение пик-фактора [13].
Данные этой таблицы не зависят от размера БПФ 8К или 2К, так как при переходе от режима 8К к режиму 2К с уменьшением числа несущих в 4 раза одновременно в 4 раза увеличивается и скорость передачи данных на каждой несущей.
Следующим шагом и наиболее перспективным направлением считается стандарт DVB-T2. В нем используется OFDM модуляция с большим количеством поднесущих, обеспечивающая устойчивый сигнал. Подобно DVB-T, DVB-T2 предусматривает большое количество различных режимов, это делает DVB-T2 очень гибким стандартом. Для выполнения коррекции ошибок в DVB-T2 применяет сочетание кодирования с низкой плотностью проверок на чётность (LDPC) и кодирования БЧХ, что обеспечивает очень устойчивый сигнал и превосходное качество в условиях высокого уровня шумов и помех.
Важные особенности характеристик DVB-T2:
- увеличенная не менее чем на 30 % пропускная способность и улучшенные характеристики SFN по сравнению с DVB-T;
В следующей таблице приведено сравнение доступных режимов в DVB-T и DVB-T2.
Стандарты DVB-T и DVB-T2 очень близки по своим количественным характеристикам. Поэтому в дальнейшем для анализа будет рассматривать DVB-T, так как в условиях высокого уровня шумов и помех скорость передачи данных одинакова. Другими словами, данные стандарты тождественны.
Рассмотрим зависимость скорости передачи данных от типа модуляции и скорости кода. Эта зависимость представлена в таблице 10.
В стандарте 802.16 число поднесущих меняется с изменением рабочей полосы, что позволяет сохранить постояными разнос частот между поднесущими и активную длину символа. Эти данные пр е дставлены в таблице 11.
58
Таблица 7 - Основные параметры системы DVB-T
Размер БПФ 8К 2К
Длительность рабочего интервала Тъ в мкс, 896 224
Частотный разнос несущих Af = 1 /Тъ, Гц 1 116 4 464
Число несущих в спектре группового сигнала, n 6 817 1 705
Ширина группового сигнала несущих, МГц 7,61 7,61
Относительная длительность защитного интервала Af fTb 1/4 1/8 1/16 1/32 1/4 1/8 1/16 1/32
Длительность защитного интервала Тд, в мкс, 224 112 56 28 56 28 14 7
Длительность символа сообщения Tqfdm = + Ть, в мкс, 1120 1008 952 924 280 252 238 231
Максимальное удаление 67,2 33,6 16,8 8,4 16,8 8,4 4,2 2,1
Таблица 8 - Скорость передачи данных при неиерархической модуляции 8К и 2К
Вид модуляции Скорость кода Отношение сигнал/шум в радиоканале, дБ Полезная скорость, Мбит/с
Стационарная антенна (F1) Переносная антенна (Р1) А/ / Т 1/4 А/ / Ть 1/8 А/ / Ть 1/16 А/ / Ть 1/32
4-ФМ 1/2 3,6 5,4 4,98 5,53 5,85 6,03
4-ФМ 2/3 5,7 8,4 6,64 7,37 7,81 8,04
4-ФМ 3/4 6,8 10,7 7,46 8,29 8,78 9,05
4-ФМ 5/6 8,0 13,1 8,29 9,22 9,76 10,05
4-ФМ 7/8 8,7 16,3 8,71 9,68 10,25 10,56
16-QAM 2/3 11,6 14,2 13,27 14,75 15,61 16,09
16-QAM 3/4 13,0 16,7 14,93 16,59 17,56 18,10
16-QAM 5/6 14,4 19,3 16,59 18,43 19,52 20,11
16-QAM 7/8 15,0 22,8 17,42 19,35 20,49 21,11
64-QAM 3/4 18,6 21,7 22,39 24,88 26,35 27,14
64-QAM 5/6 20,0 25,3 24,88 27,65 29,27 30,16
64-QAM 7/8 21,0 27,9 26,13 29,03 30,74 31,67
59
Таблица 9 - Сравнение характеристик DVB-T и DVB-T2
DVB-T DVB-T2
Коррекция ошибок (FEC) Свёрточный код + Код Рида-Соломона 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8 LDPC+ BCH 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6
Режимы модуляции QPSK, 16-QAM, 64-QAM QPSK, 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM
Защитный интервал 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 1/4, 19/256, 1/8, 19/128, 1/16, 1/32, 1/128
Размерность ДПФ 2k, 8k 1k, 2k, 4k, 8k, 16k, 32k
Рассредоточенные пилот-сигналы 8 % от общего числа 1 %, 2 %, 4 %, 8 % от общего числа
Непрерывные пилот-сигналы 2,6 % от общего числа 0,35 % от общего числа
Полоса пропускания 6; 7; 8 МГц 1,7; 5; 6; 7; 8; 10 МГц
Макс. скорость передачи данных (при ОСШ 20 дБ) 31,7 Мбит/с 45,5 Мбит/с
Требуемое ОСШ (для 24 Мбит/с) 16,7 дБ 10,8 дБ
Таблица 10 - Зависимость скорости передачи данных от типа модуляции и скорости кода
Модуляция Скорость кода Максимальная скорость цифрового потока, Мбит/с Длина Т2-кадра, OFDM-символов Число кодовых слов в кадре
QPSK 1/2 7,4442731 62 52
3/5 8,9457325
2/3 9,9541201
3/4 11,197922
4/5 11,948651
5/6 12,456553
16-QAM 1/2 15,037432 60 101
3/5 18,07038
2/3 20,107323
3/4 22,619802
4/5 24,136276
5/6 25,162236
64-QAM 1/2 22,481705 46 116
3/5 27,016112
2/3 30,061443
3/4 33,817724
4/5 36,084927
5/6 37,618789
256-QAM 1/2 30,074863 68 229
3/5 36,140759
2/3 40,214645
3/4 45,239604
4/5 48,272552
5/6 50,324472
60
Таблица 11- Зависимость числа поднесущих от полосы частотного канала
Параметр Характеристики ОЧРД
Полоса частотного канала, МГц 1,25 5 10 20
Число поднесущих 128 512 1024 2048
Разнос поднесущих, кГц 10,94 10,94 10,9 10,94
В сигналах с OFDM применяются ортогональные несущие, частоты которых выбираются из
условия:
где '/-длительность символа; Д, несущие частоты каналов k и l. При выполнении условия ортогональности межканальная интерференция отсутствует. За счет более плотного расположения подканалов по частоте спектральная эффективность сигналов с OFDM по сравнению со спектральной эффективностью классических сигналов c частотной манипуляцией значительно выше.
На интервале времени от 0 до T сигналы с OFDM на несущей частоте fH имеют вид:
где £Oi = 2тг/7\ ш,, - и-ая поднесущая частота; N — количество поднесущих частот; у„- комплексный символ канального алфавита, предназначенный для манипуляции n-й поднесущей частоты. Сигнал с OFDM, записанный на интервале длительности одного символа с учетом циклического префикса (ЦП), представляет собой сумму из N поднесущих:
где k - номер поднесущей; N - количество используемых поднесущих в сигнале OFDM; ск-комплексный модуляционный символ k-го частотного подканала;^/ = Е- / /V- разнос между поднесущими; F3- частота дискретизации сигнала; Тд-длительность циклического префикса;^- несущая частота; 0 </ <T0FDM. T0FDM = Тъ +Тд - длительность OFDM-символа с учетом циклического префикса, Т = 1/Af- длительность OFDM-символа
без учета циклического префикса. Циклический префикс добавляется вначале OFDM-символа. Он
представляет собой копию последних отсчетов и используется для борьбы с межсимвольной интерференцией. При подключении к сети терминал должен автоматически определить длину циклического префикса, установленную БС, причем в процессе функционирования БС не меняет длину циклического префикса. Изменение длины префикса приведет к принудительной пересинхронизации всех терминалов. В частотной области OFDM-символ состоит из N поднесущих. Можно выделить следующие типы поднесущих: информационные, пилотные и нулевые. Информационные поднесущие применяются для передачи данных. На пилотных поднесущих передаются символы для оценки передаточной функции канала связи. Нулевые поднесущие составляют защитный интервал, их амплитуда равна нулю. Информационные поднесущие объединяются в группы, которые в стандарте называются подканалами. Поднесущие, составляющие один подканал, могут быть как смежными, так и распределенными. Деление символа на подканалы предназначено для поддержки множественного доступа адаптивных антенных систем и масштабируемости.
Как отмечалось ранее, оценка требуемой полосы частот не учитывает информативность передаваемого сообщения. Для технологии OFDM с модуляцией QAM-16 определен коэффициент использования частотного ресурса = 3.9
бит/с/Гц, при этом необходимо достижение скорости Vmax = It)9 бит/с/, тогда требуемая
полоса частот определяется
= (23)
Ли СП
Для указанных выше условий получаем полосу частот AF:
1 ГЬ9
AF =— = 257 -106Е.
3.9
Определим необходимое число каналов с учетом того, что поднесущие находятся друг от друга на величину Д/± = 1.1 ■ 10э Гц (DVB-Т) и Af2 = 10.9 ■ 10эГц (стандарт IEEE 802.16). Тогда
= (24)
61
где n - меняется от 1 до 2. Отсюда получим требуемое число каналов
N,
p/dm
2Б7'106
1.1-10Б
257'ltJ6
230 ■ 10э каналов. — 23 ■ Юэ канаюе.
10i9,10E
Таким образом, для достижения требуемой скорости необходимо 230 тыс. и 23 тыс. каналов соответственно. Определим количество служебных каналов. Так как величина циклического префикса равна 112 мкс и 11.4 мкс (величина защитного интервала 1/8 T) для стандартов DVB-T и IEEE 802.16 соответственно, то количество служебных каналов равно 28 тыс. и 2.5 тыс.
С учетом того, что в комплексе применяется QAM-16, за один такт передается R=4 разряда по 202 тыс. (DVB-T) и 20.5 тыс. (IEEE 802.16) каналов соответственно, тогда предельная скорость
определяется соотношением:
Получим:
Кюх = = 929 ■ Ю6 бит/с (для DVB-T);
= = 097 ■10 бит/с (для IEEE
802.16).
Исходя из полученных данных, предельно достижимая скорость при применении указанных
технологий в полосе частот AF = 257 -106 Гц сравнима [32]. Использование той или иной технологии будет определяться сложностью реализации аппаратуры и наличием элементной базы. Также стоит отметить, что указанные стандарты не адаптированы к данной полосе частот. Однако использование технологии DVB-T позволяет добиться более высокой скорости по сравнению со стандартом IEEE 802.16.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Технология использования расширенного спектра используется в настоящее время в большинстве современных систем связи NASA, армейскими системами развитых стран для обеспечения множественного доступа, устойчивости к интерференции и масштабирования, поскольку подобные системы оказываются эффективными к преднамеренным помехам.
В данной работе не рассматриваются условия множественного доступа, поэтому в качестве основного инструмента достижения требуемой целей выбрана система с модуляцией OFDM, являющаяся наиболее рациональным инструментом повышения спектральной эффективности широкополосной
системы связи. Подобные системы лучшим образом воплощают многие потенциальные преимущества цифровой передачи сообщений, таких как эффективная компрессия данных, помехоустойчивое кодирование, простота реконфигурирования, технологичность и стабильность аппаратных средств.
Оценка достижимых значений скорости передачи данных при заданной достоверности в условиях воздействия помех показывает, что наиболее рациональными путями достижения высокой скорости обмена данным являются расширение полосы создаваемого канала связи и использование сложных видов модуляции в формате QAM-сигналов. Второй путь является наиболее рациональным из-за ограниченности частотного ресурса. Учитывая условия функционирования систем обмена данными в условиях помех естественного характера и помех антропогенного типа возникает целесообразность развития таких систем как системы с элементами структурной или параметрической адаптации. Применение QAM-сигналов совместно с технологией OFDM может занимать диапазон от QAM-2 (в условиях интенсивных помех) до QAM-32 (в благоприятных условиях). Показана возможность достижения скорости обмена данными на уровне до 1Мбит/с.
В случае понижения отношения сигнал-шум ниже 2,0 дБ или работы в условиях преднамеренных помех целесообразно использовать систему переспросов для достижения требуемой достоверности или осуществлять многократную передачу данных совместно с методом синхронного накоп-ленья данных. Число повторений целесообразно уточнить в ходе натурных испытаний системы. Для существенного повышения вероятностных характеристик системы по достоверности необходимо в перспективе применить мягкие декодеры как для кода РС, так и для кодов внутренней ступени. При этом сложность декодера будет повышена незначительно.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Александров А. Г. Оптимальные и адаптивные системы. М. : Высшая школа, 1989. 262 с.
2. Лосева Ю. И. Адаптивная компенсация помех в каналах связи М. : Радио и связь, 1988. 209 с.
3. Злобина В. И. Адаптивные системы радиосвязи М. : МО СССР, 1989. 132 с.
4. Воробьев С. Н. Цифровая обработка сигналов. Учебник для студентов учреждений высшего проф. Образования М. : Издательский центр «Академия», 2013. 320 с.
62
5. Гладких А. А., Баскакова Е. С., Солодов-никова Д. Н. Применение многомерных кодов произведений в адаптивных системах передачи данных: Труды Российского научно-технического общества радиоэлектроники и связи им. А. С. Попова. Выпуск LXVII, М. : 2012. 434 с.
6. Гладких А. А., Капустин Д. А., Климов Р. В.
Применение мягких декодеров в системе сетевого кодирования : Труды Российского научно-
технического общества радиоэлектроники и связи им. А. С. Попова / Цифровая обработка сигналов и ее применение (выпуск XIV-1). 2012. 165 с.
7. Гладких А.А., Шакуров Р.Ш., Бородина Е. С. Декодирование недвоичных кодов в адаптивных системах обмена данными: Автоматизация процессов управления. № 2 (24). 2011. 55 с.
8. Гладких А. А., Шакуров Р. Ш. Повышение эффективности декодирования по упорядоченным статистикам : Труды Российского научно-технического общества радиоэлектроники и связи им. А. С. Попова. Выпуск LXVI. 2011. 239 с.
9. Гладких А. А. Применение метода гиперкодирования в системах передачи данных: Автоматизация процессов управления. № 2 (24). 2011. 77-81 с.
10. Головин О. В., Простов С. П. Системы и устройства коротковолновой радиосвязи. Издательство : Горячая линия-Телеком, 2006. 598 с.
11. Грибунин В. Г. Глоссарий по цифровой обработке сигналов. Издательство : АВТЭКС. 2009
12. Варгузин В., Цикин И. Методы повышения энергетической и спектральной эффективности цифровой радиосвязи М. : БХВ-Петербург, 2013. 352 с.
13. Зяблов В. В., Коробков Д. Л., Портной С. Л. Высокоскоростная передача сообщений в реальных каналах / М. : Радио и связь, 1991. 288 с.
14. Питерсон У., Уэлдон Э. Коды, исправляющие ошибки / М. : Мир, 1976. 594 с.
15. Привалов И. И. Аналитическая геометрия. М. : Изд-во «Наука», 1966. 272с.
16. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и их практическое применение. М. : Издательский дом «Вильямс», 2003.
17. ГОСТ 12.1.003-83. ССБТ. Шум. Общие требования безопасности (с изм. от 1988). М. : Изд-во стандартов, 1989.
18. Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов. М. : Радио и связь, 1989. 440 с.
19. Правила устройства электроустановок. М . : Изд-во НЦ ЭНАС, 2002. 184 с.
20. ГОСТ 12.1.006-84. ССБТ. Электромагнитные поля радиочастот. Допустимые уровни на рабочих местах и требования к проведению контроля. М. : Изд-во стандартов, 1984.
ANALYSIS OF MODERN METHODS AND MEANS OF INCREASING THE SPECTRAL EFFICIENCY OF COMMUNICATION SYSTEMS
© 2015
T. E. Tyundina, the teacher of the chair «Info communication technologies and communication systems» I. A. Sorokin, the candidate of technical sciences, the senior teacher of the chair «Info communication technologies and communication systems»
Nizhniy Novgorod state engineering-economic university, Knyaginino (Russia)
Annotation. a Radio system that transmits signals corresponding to discrete messages are called digital systems, unlike analogue, in which the transmitted signals are the result of modulation fluctuations of the carrier frequency continuous messages [4, 11, 16].
In modern communication systems the source of continuous messages are often converted to digital form, as a result of procedures the sampling and quantization performed by the analog-to-digital converters (ADC), each sample value of the original continuous messages are converted to the appropriate sequence of elements of some auxiliary (usually binary) alphabet. Regardless of the future possible transformations of this sequence as the result of discrete messages, this can be regarded as the result of some equivalent source of discrete messages with its alphabet (usually binary). Thus, in this case, the initial continuous messages are transmitted using a digital system of information transfer. On the receiving end of the radio system in this case is usually the reverse transformation, called repair continuous messages for example, using a digital to analogue Converter (DAC).
Depending on the purpose and conditions of operation of the radio system, its effectiveness is evaluated on the basis of certain indicators (criteria), the main of which are the energy and spectral. Accordingly, the most important characteristics of any radio system are the energy and spectral efficiency, which characterize, respectively, the energy costs and bandwidth of occupied frequencies needed to transmit messages.
63
Unfortunately, the simultaneous achievement of the limit values of these performance indicators is not possible, so in each case the construction of the radio system have to be guided by compromise considerations when optimizing the characteristics of the modes of operation of the system.
Keywords: signal, efficiency of communication systems, channel capacity, Nyquist theorem and Shannon, DVB-T2, a signal noise, a digital to analogue Converter (DAC), analog-to-digital Converter (ADC), Fourier series.
УДК 631.1.017
СИСТЕМЫ ГОРЯЧЕГО ВОДОСНАБЖЕНИЯ С ЭЛЕКТРОНАГРЕВОМ ВОДЫ: ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ В СЕЛЬСКОМ ХОЗЯЙСТВЕ
© 2015
А. В. Шевелев, соискатель ученой степени Н. В. Оболенский, доктор технических наук, профессор Нижегородский государственный инженерно-экономический университет, Княгинино (Россия)
Аннотация. В статье произведен анализ современного состояния систем теплообеспечения сельскохозяйственных объектов, показавший, что применяемое теплоэнергетическое оборудование морально устарело, требует ремонта или замены. Выяснилось, что с целью обеспечения теплом сельскохозяйственных производственных объектов используются малоэффективные, несовершенные системы и технические средства теплообеспечения (центральные котельные), которые, в свою очередь, чрезмерно капиталоемки и не в состоянии обеспечить требуемые нормированные условия содержания животных, обладают большими теплопотерями при значительном перерасходе топлива (мазут, печное топливо). Все эти факторы приводят к значительному снижению технико-экономических показателей. Проанализировано состояние отечественного машиностроения в области производства теплового оборудования, которое, как оказалось, также находится в плачевном состоянии. Выявлены основные факторы, способствовавшие возникновению сложившейся ситуации.
В качестве альтернативного, более рационального энергоресурса рассматривается электроэнергия, т. е. внедрение электронагрева. Описаны основные области применения электронагрева в различных отраслях сельского хозяйства (растениеводство, животноводство, эксплуатация МТП и т. п.) как внутри страны, так и мировом сельском хозяйстве, где наблюдается тенденция постоянного роста энергоемкости электротермических процессов. Рассмотрены преимущества и недостатки электронагрева, выявлена проблематика эффективного его применения, произведена классификация технических средств электронагрева, перечислены основные требования, предъявляемые электротермическому оборудованию. Установлено, что использование электроэнергии в качестве источника теплоты приводит достижению ряда положительных результатов, начиная от улучшения условий труда, заканчивая снижением вредных выбросов в окружающую среду.
Ключевые слова: водонагрев, мощность, оборудование, отопление, потребитель, производство, процесс, ресурс, система, теплоноситель, теплообеспечение, техническая установка, электронагрев, энергия.
Отрасль сельского хозяйства является одним из наиболее крупных потребителей топливноэнергетических ресурсов в объеме около 10 млн тонн условного топлива. Это связано с тем, что сельскохозяйственное производство связано с биологическими объектами, жизнедеятельность которых зависит от условий внешней среды и важнейшего ее фактора - температуры [1].
Основная масса ТЭР (около 65 %) расходуется в процессе создания оптимального микроклимата на производственных объектах (животноводческих фермах, птицефабриках, теплицах), горячего водоснабжения и отопления, тепловой обработки кормов, сушки, хранения и переработки различных видов сельскохозяйственной продукции и ряде других технологических процессов [1, 2, 3].
Для реализации этих процессов требуется достаточно большое количество различного типа теплоэнергетического оборудования, на базе которого формируются системы теплообеспечения, работающие на твердом, жидком, газообразном топливе и электроэнергии [2].
Однако производство и поставка отечественного теплоэнергетического оборудования и обеспечение им производственных с.-х. объектов весьма низкая и составляет менее 40 % [2]. К тому же следует отметить, что ранее существовавшие основные специализированные предприятия — КБ и заводы по производству теплоэнергетического оборудования оказались в ближнем зарубежье (Беларусь, Украина, Узбекистан, Азербайджан и др.).
64
